Diaccatì
Inviato: 30 mag 2007, 21:04
"Informazione non è conoscenza,
conoscenza non è saggezza,
saggezza non è verità,
verità non è bellezza,
bellezza non è amore,
amore non è musica.
La musica è il meglio."
(Frank Zappa)
EDIT 20/10/08: aggiunta ulteriore nota in fondo al testo
EDIT 23 Nov 2009 trascrizione causa errata conversione nella migrazione del forum
EDIT 13 Apr 2021 aggiornato link esterno obsoleto (->nuovo sito di Dmitry Nizhegorodov)
Piccola premessa.
Questo amplificatore finale era nelle intenzioni originali destinato al contest audiofaidate, ma ritardi vari nell’approvvigionamento dei componenti e la messa a punto (non ancora completata) che si è rivelata meno semplice del previsto hanno allungato parecchio i tempi di realizzazione.
Le scelte progettuali sono state guidate dall’ambizione di realizzare un amplificatore impiegante triodi a riscaldamento diretto (DHT, italianizzato in diaccatì appunto) con il minimo numero di stadi, una ragionevole sensibilità adatta ad pre passivo e sorgente CD, una potenza di uscita prossima al classico ampli 300B da 8W e un costo non troppo superiore al diffusissimo Single-ended con EL34 o KT88.
L’altro caposaldo è l’impiego del Trasformatore universale Audiofaidate, essendo un progetto nato per il contest. Comunque anche senza quest’ultimo vincolo contingente, il TUU si adatta particolarmente a questo progetto.
Per diverse ragioni non ritengo che diaccatì sia un amplificatore facile, da principianti, nonostante si possa costruire con la normale dotazione di ogni hobbysta: tester, scheda audio PC. Meglio disporre di un oscilloscopio, specie se si vogliono sperimentare varianti, ma non è indispensabile.
NOTA BENE: nel prototipo attuale ci sono alcuni problemi e problemini da risolvere, spero di farlo con la collaborazione di altri interessati.
La scelta della valvola di potenza.
In realtà è una scelta obbligata, se non si ha il budget per una 300B o una 2A3 esotica come le Full Music: 2A3 Sovtek monoplacca. New Sensor ha da diversi anni in catalogo una 2A3 che ha un prezzo ottimo, una solidità da carroarmato russo, delle prestazioni elettriche notevoli e soniche non disprezzabili.
In precedenza avevo impiegato la 2A3 Sovtek con il punto di lavoro classico della 2A3 datasheet RCA 250V 60mA 2500ohm, pilotata dall’ancora più classica cascata di triodi stile SunAudio. Non ne ho un ricordo particolare, il Primo a memoria suona meglio; va detto che ho utilizzato ferro autocostruiti avvolti sul trapano di casa, di qualità veramente pietosa. Riprendendo in mano questa valvola, nasce ovviamente la voglia di provare qualcosa di diverso, nuovo per quanto sia possibile innovare in un campo come il monotriodo single-ended offerto da tempo in tutte le salse.
La prima considerazione fatta, dato il requisito di potenza di uscita che si vuole ottenere, ha riguardato la dissipazione e la corrente massime ammissibili per questo tubo. Diverse fonti riportano dati di tutto rispetto, specie per un tubo da 30 euro: superiore ai 20W il primo parametro e fino a 90/100mA la corrente anodica. Quelli riportati sono tutti punti di lavoro testati per anni senza sensibili abbassamenti della vita della valvola (che poi questa scenda a 5000ore piuttosto che 10000, nella pratica fa poca differenza: ascoltando diciamo 20 ore alla settimana per 50settimane all’anno la valvola durerebbe comunque 5 anni)
Per esempio, riporto una lista non esaustiva di pronunciamenti sulla 2A3 Sovtek, cominciando da Silvano:
Sivieri (20W)
fdegrove(35W, 90mA)
Epstein(23W,82mA)
J.C. Morrison(NON 40W)
Paul Stangelan (30W) nota: in realtà cita il WPA3.5 che ha 8w musicali
Datasheet Sovtek (450V, 100mA, 15W)
Anche lo stesso Triodino, progetto-bandiera di CHF, con le 2A3 cinesi lavora vicino ai 17W di dissipazione anodica.
Assumo quindi che utilizzare per la 2A3 Sovtek un punto di lavoro di 20-22W , 60-80mA e 300-350V non sia un azzardo.
Per quanto riguarda le caratteristiche tecniche, oltre al già menzionato datasheet Sovtek, ci sono alcune informazioni in diversi articoli pubblicati su Glass Audio, come la presentazione della valvola fatta in http://www.audioxpress.com/reviews/media/GA500HA2.pdf . Sempre su Glass Audio, in un articolo comparativo sulle 300B, "Will the Real 300B Please Stand Up?" si sottolineava, interpretando i dati delle misure, come la 300B Sovtek andasse meglio con il filamento alimentato a 2,5V invece che 5V, come se fosse più una 2A3 pompata che una reale 300B.
Il grafico seguente è tratto dall'articolo citato:
Anche ad occhio, comparando una 2A3 e una 300B Sovtek si notano facilmente diverse similitudini: la 300B ha il filamento più spesso, la placca un poco più alta (una nervatura in più della 2A3 monoplacca) il vetro un pochino più largo, tutto il resto è molto simile. Nella rivista MJ 3/2003 é pubblicato un progetto impiegante le 2A3 Sovtek per una potenza di uscita di 7W (polarizzando la 2A3 a 300V, 71mA per 21W di dissipazione) e nella descrizione vengono raffontate le due (mono)placche 2A3 e 300B, mediante la seguente sinossi:
Probabilmente in Sovtek hanno ottimizzato la produzione cercando di avere un risparmio di scala utilizzando elementi costruttivi comuni. A noi utilizzatori da questa scelta del produttore viene una volta tanto un vantaggio: quello di disporre di una quasi-300B al costo di una più economica 2A3.
L’alimentazione filamento a 2,5V offre un vantaggio ulteriore in termini di minore ronzio, non obbligando alla rettificazione dell’alimentazione filamenti. L'alimentazione filamenti a 5V è notoriamente, sperimentalmente sempre più rumorosa che quella a bassa tensione, indipendentemente dalla corrente di filamento. La questione non è del tutto chiara, si veda ad esempio l'indagine sperimentale compiuta da Dmitry Nizhegorodov.
Alcuni costruttori come la TJ o la JJ-Tesla propongono versioni di 300B a 2,5V o 2A3 da 40W, che soono due modi diversi di vedere la stessa cosa. I prezzi pero’ di questi componenti sono quelli di una 300B o addirittura più alti.
Circa le qualità soniche, ammesso che siano legate più alla valvola che al tipo di circuito (qualche caratteristica propria della valvola come la microfonicità e il comportamento agli estremi della zona attiva caratterizzano comunque il‘timbro’ sonico del componente), riporto anche qui una selezione di alcuni giudizi disponibili in rete:
The Sovtek 2A3 is a mono-plate design that offers wonderful sound (far superior to the Golden Dragon), excellent reliability and freedom from the low level squeaks, pop's and rustles that plagued the Golden Dragon 8-pin. It also does not 'lock up' on switch on and potentially cause damage. For it's combination of sound quality, price and reliability, we cannot recommend this valve more highly.
( http://www.borderpatrol.net/aiind.htm )
Progressing to the Sovtek 2A3 showed an even bigger, more impacting Bass, almost too much on some tracks. The Midrange was not quite as clear as the previous two, a slight "grayness" or "veiling" was observed, this was however VERY slight. The Treble had even more "steelyness" than the KR. The overall perception was that this Valve offered good bass, but generalised somewhat and lacked the openess of the Golden Dragon 2A3. The Sovtek 2A3 indeed sounded a lot like I remembered the Sovtek 300B Sounding from my last round of 300B testing.
( http://www.jacmusic.com/html/tests/tube ... 3-test.htm )
The Sovtek 2A3 is a high quality tube at an affordable price. Vacuum Tube Valley says, "...the Sovtek 2A3 had a huge, clear soundstage with sweet, detailed highs." They also noted excellent midrange imaging, and overall tonal balance.
SO-2A3 $69.95Price is for a matched pair.
( http://www.thetubestore.com/sovtek2a3.html )
Don't let the price fool you. This DHT demands very serious attention in circuit implementation and that means stiff power supplies of very high quality, and very high quality driver circuitry, and most importantly…the best output transformers you can afford.
At much less than 30% of the cost of KR/AVVT versions of 2A3s there is no longer any barrier to music maniacs moving up the ladder of tonal refinement, and in the world of audio TONE IS KING.
This is a major achievement, and a huge bargain.
( http://www.meta-gizmo.com/Tri/awards/SovtekTGA.html )
Dati questi parametri di partenza, si tratta ora di tirar fuori una potenza di 8W, per aver il nostro quasi-300B.
La scelta del carico anodico
Volendo utilizzare il minimo numero di stadi, ho precluso la possibilità di utilizzare della controreazione, pertanto devo cercare di avere un fattore di smorzamento decente per così dire 'naturale’. Una distorsione non eccessiva a livelli alti di potenza è possibile solo con una impedenza anodica di carico più alta della canonica 2500-3000ohm. Un progetto famoso che ha questa impostazione circa il carico anodico alto è il kismet di Camorani :
Kismet, che pare (io non l’ho mai sentito) piaccia molto come suono. Una per tutte valga la "recensione" di Luca (http://www.audiofaidate.org/forum/viewt ... 1&start=20).
Il trasformatore universale audiofaidate è in più ottimizzato per il carico di 5kohm, per l’ovvia ragione che è uno dei più diffusi oltre ad essere al centro della gamma di carichi primari offerti dal TUU. Con un carico primario prossimo ai 5Khom è possibile infatti parallelare i secondari (min Rdc) e usare tutti i primari in serie, cosa che permette di avere la massima induttanza primaria.
Le due possibilità di rapporto di trasformazione utile per il nostro progetto sono quindi 153*18 / 98 = 28.10 e 153*15/ 98 = 23.41 . In quest’ultimo caso le due sezione estreme primarie saranno parallelate (connessione F con avvolgimento 1-7 in parallelo a avvolgimento 1-2).
La scelta del carico va fatta quindi tra 6316 e 4380 ohm, nell’ipotesi di un carico secondario di 8 ohm. Da notare che nel caso si abbia un carico reale di 6 ohm la seconda connessione garantisce un carico di 4700 ohm. Questa scelta andrà privilegiata nella connessione di casse da 6 ohm nominali, come molti dei moderni diffusori, oppure quando non si conosca a priori l’impedenza del carico. In quest'ultimo caso sarà ragionevole stare ‘dalla parte della ragione’, adottando un compromesso tra i possibili carichi da 4, 6 e 8 ohm che si potrebbero incontrare.
La scelta del carico non può essere fatta prescindendo dalla necessità di pilotare la griglia con la richiesta tensione e corrente, che sono parametri conflittuali. A parità di potenza di uscita ottenuta, infatti, se si sceglie un carico più alto, si potrà utilizzare la valvola in classe A1 per un tratto maggiore, a spese di un pilotaggio in tensione più alto. Privilegiando carichi bassi invece si dovrà sfruttare di più la classe A2, con un pilotaggio minore in tensione, ma capacità di fornire correnti maggiori.
Le stesse considerazioni valgono per il piazzamento del punto di lavoro, che richiede un bilanciamento della tensione di griglia, di quella anodica e della corrente statica. Tutto quanto condizionato dal carico e dai limiti dinamici... sembrava semplice!
Sono partito quindi con una serie di simulazioni spice per trovare una condizione di polarizzazione che rappresentasse un buon compromesso in termini di potenza, distorsione, forma della stessa, tensione di pilotaggio e damping factor. Va detto che le simulazioni per quanto sofisticate possano essere (e quelle attuali lo sono) non ci azzeccano troppo con quanto succede per grandi escursioni di tensione e sopratutto per tubi pilotati profondamente in classe A2.
Provando diversi punti di lavoro con i due rapporti di trasformazione più vicini a quanto permesso dal trasformatore universale e nelle condizioni di carico 8 ohm e 6 ohm, si può vedere come un carico attorno ai 4.2 Kohm e una polarizzazione di 330V 52mA sia ragionevolmente centrata rispetto agli obiettivi prefissi:
Si utilizzerà quindi il trasformatore universale con i due avvolgimenti estremi parallelati, in modo da avere un rapporto spire di 23.41, che corrisponde ad un carico di 4380 ohm con secondario chiuso su 8 ohm.
Chi avesse carichi tendenzialmente più bassi, utilizzerà il rapporto spire più alto (tutte le sezioni primarie in serie), cosa che garantisce un carico primario di 4400 chiuso al secondario su un carico da 5,6 ohm.
Dalla tabella sopra si ottiene il primo dato necessario per il dimensionamento del driver: 4W in classe A1 si possono ottenere con un pilotaggio di 41Vrms; per ottenere una potenza di 6,7W è necessario spingere la 2A3 in classe A2 fornendole in griglia un segnale di 50Vrms capace di fornire anche una corrente impulsiva non nulla (diciamo qualche mA). In mancanza di dati affidabili, è necessario verificare queste ipotesi di lavoro al banco, su un circuito reale.
Ed è quello che è stato fatto.
La distorsione
Si noti in particolare come nella seconda tavola riportata, col carico a 4200 ohm, si ottine un andamento della distorsione in funzione della potenza calibrato secondo i canoni audio Tekne, vale a dire 1%/W.
Devo dire che un poco l'ho volutamente ricercato, ma con la 2A3 in classe A2 non ci si discosta molto da questi parametri.
Faccio un piccolo salto in avanti a mostrare il grafico della distorsione misurata sul prototipo, che si mostra ragionevolmente in accordo con le simulazioni:
In realtà alla polarizzazione prefissata di 52mA il clipping era raggiunto molto prima degli 8watt prefissati. Alzando la corrente di bias della 2A3 le cosa vanno meglio. Ho ripetuto le misure a due correnti di bias diverse, si nota come ad una polarizzazione più alta corrisponda un migliore andamento della distorsione in funzione della potenza. Distorsione che è monotonicamente crescente con al potenza di uscita, cosa gradita a molti progettisti e a tutti gli ascoltatori.
In quanto al decadimento armonico, a basse potenze si ha un'andamento diciamo canonico: seconda, terza e quarta armonica, la terza minore della seconda, la quarta della terza.
Crescendo con la potenza, la terza armonica assume un valore comparabile a quello della seconda, ma gli altri termini di distorsione di ordine più elevato restano contenuti. Qui siamo a 7,5W e 300Hz:
E qui al clipping:
Ho ripetuto le misure con carichi più bassi, di 6,6 ohm e 4,7 ohm, con risultati analoghi per quanto riguarda la composizione spettrale, ma potenze minori al clipping, ovviamente.
Nella figura sottostante possiamo vedere la distorsione armonica in funzione della potenza per i due canali:
si nota immediatamente la differenza tra i due canali. a basse potenze un canale è decisamente meno distorcente dell'altro. A potenze superiori ai 6W circa, quando predomina il contributo del driver, la distorsione dei due canali è sostanzialmente identica. Scambiando tra loro le 2A3 tra i due canali l'andamento della distorsione si inverte, ad indicare che il responsabile del diverso comportamente è proprio il tubo finale. Seppure nominalmente fossero state acquistate accoppiate, le due 2A3 Sovtek si dimostrano non esattamente tali. I valori di corrente DC dopo un lungo rodaggio sono abbastanza pareggiati (70mA per -49 e -50V di polarizzazione), ma i parametri dinamici restano sensibilmente diversi.
La valvola che va meglio al test delle distorsione ha una microfonicità più spostata verso componenti alte dello spettro, vale a dire percossa rende nei diffusori un tiinnnggg più cristallino dell'altra. Inoltre a volte all'accensione presenta una leggera luminescenza blu sul vetro vicino alla curva superiore del vetro. Non so quanto queste indicazioni siano però generali e sostitutive di rilevazioni strumentali. Circa queste ultime: le misure riportate sono state eseguite con Visual Analizer ed una scheda esterna USB. Il valore di THD misurata è sufficientemente accurato, ma non certamente allo 0,1%.
Ripetendo le misure con carico più basso, si conferma l'andamento:
con carico più basso è possibile raggiungere una potenza superiore, in quanto non si è più limitati dalla tensione, ma con arrotondamento marcato dei picchi e conseguente elevata distorsione.
Non ho eseguito la misura con carico reale perché 8W inviati a diffusori da 98dB/Wm generano fischi intollerabili per una comune abitazione.
E' importante notare la tendenza di diaccatì a fornire tutta la richiesta di potenza, distorcendo ma mai saturando fino a 10W. Secondo alcuni autori, cui tendo a dare credito in base alla mia esperienza, questo comportamento è condizione necessaria per un buon risultato sonico.
Sostituendo le EC88 Lorentz di provenienza Distrelec con un quartetto selezionato di E88C Siemens Gold Pin cortesemente fornitomi da walge, ecco la sorpresa:
La distorsione è nettamente diminuita nei due canali, con un record di 2% a 6W per il canale destro, che è quello con la 2A3 'migliore'.
Il punto di lavoro è un pochino diverso, essendo le Siemens polarizzate a 1,37V contro 1,28V delle Lorentz, indice di una migliore emissività.
Riguardo al suono, con un pre a stato solido o il PREconcetto non ho rilevato grosse differenze tra Lorentz e Siemens gold pin. Con un pre con la 12B4 invece queste ultime emergono con una 'voce' più nitida.
Se vogliamo abbiamo un'evidenza sperimentale diretta della incisività della pratica della sostituzione dei tubi, magari spesso praticata senza troppe precauzioni o verifiche.
Dopo questa lunga esposizione, la distorsione di diaccatì alla fine è tanta o poca? Quello che è importante è che entro il primo watt la distorsione sia prevalentemente di seconda armonica e contenuta entro 1% o poco più.
Se ritenete che tassi di distorsione armonica senza lo 0 davanti non siano hi-fi scegliete un progetto a stato solido (ottimo il gainclone con LM1875) e vivrete tranquilli. Almeno fino a quando non vi imbatterete nell'ultimo osannato prodotto che ha il 5% di THD alla potenza di targa dichiarata...
Se volete ascoltare musica, siete sensibili alla lucetta del filamento dei DHT e non ve ne frega niente delle considerazioni tecnofile accomodatevi, questo progetto fa per voi.
L'applicazione del bias
Come anticipato ho scelto il bias fisso, per la maggiore flessibilità che consente e la possibilità di evitare condensatore catodico ma sopratutto lo spreco di potenza sul catodo che si avrebbe nel bias automatico.
La mancanza della polarizzazione di catodo con i suo circa 50V, ha benefici effetti sulla riduzione della tensione anodica, che si riesce a tenere sotto i 400V con sensibili vantaggi di reperibilità e costo dei condensatori elettrolitici.
Con il bias fisso è possibile inoltre pareggiare i punti di lavoro di tubi non perfettamente accoppiati, oltre che regolarlo per adattare al circuito tubi di caratteristiche diverse.
Il bias fisso dicono abbia anche vantaggi in termini sonori. Non ho elementi per poterlo affermare con certezza, in quanto confronti a parità di altre condizioni non ne ho effettuati (non è nemmeno facile avere due circuiti identici ma uno in bias fisso e l'altro con autobias), ma adotto senz'altro questa visione, perchè, avendo già deciso di utilizzare il bias fisso, mi fa comodo.
Volendo utilizzare estesamente la classe A2, in griglia positiva, sarebbe inoltre un controsenso adottare il bias automatico: la resistenza di catodo ridurrebbe infatti la tensione di pilotaggio effettivamente disponibile per l'elemento di controllo del triodo (griglia-catodo).
Lo svantaggio maggiore del bias fisso è l'incapacità di autoregolazione propria di altri sistemi come il bias automatico o il back-bias. Se infatti per un qualsiasi motivo variasse un parametro del tubo finale, ad esempio la corrente, essendo la tensione di griglia imposta e fissa, non ci sarebbe nessun modo di controbilanciare tale variazione, se non agire sul valore di tensione di bias.
Se questa operazione non è tuttosommato troppo frequente nel caso in cui il drift delle condizioni operative è imputabile ad un invecchiamento della valvola, risulta invece piuttosto noioso da compiere per ogni variazione della tensione di rete, che potrebbe cambiare diverse volte al giorno.
A casa mia ad esempio nell'arco di una sera la tensione fornita dall'ENEL che raggiunge la presa a muro varia dai 206V ai 228V anche due-tre volte nello spazio di 3-4 ore.
Per migliorare le cose, si può osservare che se aumenta la tensione di rete aumenta di conseguenza la tensione anodica ma anche in valore assoluta la tensione di griglia, se è ricavata dalla stessa alimentazione principale e non è stabilizzata.
Se ad esempio al posto di 330V e un bias di griglia di -50V a 230, la tensione di rete salisse a 240V mi ritroverei sì con 344V e una corrente di placca che vorrebbe salire, ma anche con una polarizzazione di -52V che polarizza più profondamente il tubo, tendendo a contrastare l'aumento di corrente.
Ma per caso non è che c'è un valore magico che annulla i due contendenti e lascia stabile la corrente anche al variare delle tensione di alimentazione? Certo, ed è dell'ordine di Vg=Vp/mu, dove Vg è la tensione di griglia e Vp quella di placca, al solito mu è il coefficiente di amplificazione del tubo in quel circuito. Il mu della 2A3 nel punto di lavoro scelto è circa 4, servirebbe una Vg quindi di circa -82V. Non è possibile adottare questo 'punto magico' senza accettare una grande riduzione della potenza di uscita. Mi accontento quindi di compensare parzialmente tale effetto e provvederò adottando un trasformatore di alimentazione dotato di prese intermedie e un selettore per la scelta della giusta presa in funzione della tensione disponibile.
Naturalmente, la tensione di polarizzazione di griglia dovrà essere quanto più possibile pulita e disaccoppiata dagli altri elementi circuitali, il modo migliore per far ciò è quello di utilizzare un alimentatore dedicato, a cominciare dal trasformatore separato.
Sul quanto più possibile pulita si potrebbe obiettare. In realtà potremmo volutamente cercare una compensazione del ripple dell'anodica utilizzando per il bias fisso della griglia una tensione che presenta lo stesso ripple della tensione anodica (in modulo e fase) ma ridotto del fattore mu, in modo da avere una cancellazione del ripple ai capi del primario del trasformatore, secondo le tecniche care a Broskie di tubecad.com .
Io ho scelto di livellare per bene la tensione di griglia per non aggiungere variabili a variabili. Le compensazioni funzionano sempre bene a posteriori, quando si è capito dove intervenire. Aggiungerle in partenza ad un progetto più o meno pieno di incognite è una scelta, ma non la migliore.
Il gap del Trasformatore Universale
Innanzitutto, la versione con nuclei a C. Non c’è storia. Ha prestazioni migliori e (per me, utilizzandolo in più progetti) molto più importante è molto più facile da aggiustare, inoltre è abbastanza indifferente rispetto la forza di serraggio.
L’adattamento del trasformatore universale al caso considerato ottimale richiede di impostare il corretto gap di lavoro. Un gap piccolo darà una induttanza primaria più alta, ma minor potenza indistorta a bassa frequenza. Un gap maggiore consentirà una maggior linearità a prezzo però della minore estensione in bassa frequenza.
Utilizzando l’utilissimo SW di Ivo (OPT-Da) è possibile con qualche tentativo determinare il gap ottimale. Nel mio caso, con 60-70mA DC e una impedenza interna della valvola attorno ai 1000-1100 ohm, si verifica che un gap di 0,24 per iniziare va bene.
Nella simulazione numerica del trasformatore, sia che venga fatta a mano che mediante il SW di Ivo, bisogna sempre verificare che ci sia abbastanza flusso in continua per sostenere la potenza alternata richiesta. Essendo quello considerato un circuito single-ended infatti il flusso potrà andare da 0 a 2Bacmax, centrato su Bdc. Devo verificare che alla frequenza desiderata Bdc sia maggiore o al limite uguale a Bacmax/2, come riporta Callegari nei suoi storici articoli. Questo è in verità un punto ancora da meditare, a me piacerebbe che il SW di Ivo segnalasse automaticamente tale condizione come errata (mettendo in rosso il flusso massimo ad esempio), lui non è convinto.
Comunque sia, la sperimentazione ha sempre l’ultima parola, pertanto è meglio partire da quanto ottenuta dalla simulazione, mantenendo però un poco di margine di aggiustamento. Un trucchetto utile è quello di utilizzare uno spessore un poco maggiore del richiesto di materiale cedevole (es: carta, nastro isolante). Si potrà successivamente quindi aggiustare, il gap, con i nuclei a C, semplicemente serrando più o meno il nucleo impiegando una fascetta da idraulici.
Ricordare sempre che per avere un gap X è necessario utilizzare quattro spessori di misura X/2, uno per ciascun ramo della doppia C. In altre parole ciascuna coppia di C deve interfacciarsi tramite uno spessore gap/2.
Ho usato uno spessore da 0,14mm, che non è altro che un banale foglio di carta bianca, del tipo leggero. Credo sia carta riciclata, ma questo è ininfluente.
La simulazione con OPT-Da con i parametri scelti:
Come si vede dalla schermata riportata sopra tratta dal sw OPT-DA il trasformatore universale con lamierini di qualità M6, gap di 0,24mm e impedenza primaria di 4380 Ohm (spire primarie= 2295, arrotondato in 2300) riesce a fornire 8W con 70mA di corrente DC con una induttanza primaria di 27H.
Assieme alla resistenza interna di circa 1100 ohm tale induttanza primaria garantisce una buona panda passante. I dati interessanti e ragionevolmente prossimi alla realtà sono quelli in bassa frequenza. Non vanno considerati i dati in alta frequenza, perché l’avvolgimento non è fatto come schematizzato per comodità interpretativa. La risposta in frequenza agli estremi superiori e la presenza di risonanza va sempre verificata sperimentalmente. Sui dati in bassa frequenza forniti da OPT-Da invece si può fare affidamento, nei limiti di una ragionevole approssimazione ingegneristica (come con spice).
Con il nucleo a C la induttanza primaria è in realtà un poco più alta, con il gap detto si aggira intorno ai 32-35H a 100Hz e 2Vrms.
Nella Finestra Iron(Fe) del SW si può notare come alla potenza di uscita di 8W su 8 ohm il trasformatore abbia una sufficiente riserva di flusso in continua (0,65T) tale da assicurare il sostentamento del flusso di segnale Bac(0,64T), anche se con un flusso totale di 1,29T che non è basso in assoluto e porterà a qualche punto di distorsione dovuto al trasformatore. A tale potenza però abbiamo verificato che la 2A3 distorce già di per sé. In confronto all’8% di THD, qualche percentuale di distorsione aggiunta non fa differenza (la THD si somma quadraticamente (THD 8% e THD 2% non fa 10%).
A livelli di potenza ai quali diaccatì presumibilmente opererà il flusso è ampiamente contenuto entro il Tesla, assicurando un comportamento sufficientemente lineare dato che il nucleo a C satura a circa 1,5 1,6T.
Il driver
Se ci si pone come obiettivo di ottenere più potenza possibile da una valvola finale sconfinando ampiamente in classe A2, vale a dire in una zona di lavoro in cui per parte dell'onda in caso di segnale sinusoidale o più frequentemente sui picchi del segnale musicale la griglia della finale è interessata dal passaggio di corrente, è necessario prevedere un driver robusto.
Robusto in termini di resistenza di uscita in quanto non deve distorcere quando il carico da pilotare sia fortemente nonlineare (come una griglia in zona A2, assimilabile adun diodo a vuoto in serie ad una resistenza) e deve essere in grado di fornire la corrente richiesta senza apprezzabile cambiamento delle condizioni di polarizzazione.
I testi, gli articoli, i vari siti internet e gli interventi sulle riviste di autocostruzione mettono in guardia circa la necessità di driver iperdimensionati per la classe A2, consigliando stadi driver di potenze spesso non troppo distanti dalla potenza dell'amplificatore completo. Io trovo che il diavolo non sia così brutto come lo si dipinge: serve uno stadio driver robusto sì, ma non come quello di un modulatore per trasmettitori radio operante in classe C.
In effetti i bollettini tecnici Philips che sono molto ben ponderati e chiari nell'esposizione, ridimensionano i presunti svantaggi della classe A2 in caso di segnale musicale, dove la durata dei picchi è molto bassa e non è tale da spostare significativamente il punto di lavoro, tanto è vero che riportano differenti grafici di distorsione, in regime sinusoidale e con segnale musicale.
Un requisito aggiuntivo che deve avere il driver nel caso di diaccatì, in base alle scelte di progetto iniziali, è di essere semplice pur mantenendo un guadagno sufficiente per un amplificatore finale di buona sensibilità (quasi-integrato).
La soluzione circuitale che assomma tutte queste caratteristiche è nota da diverso tempo, in campo valvolare, ed è quella del SRPP. L'obiezione più comune che si muove sulla carta (e nei bit) a questo stadio è quella di essere inadatto come driver per carichi variabili in quanto la distorsione dipende dalla resistenza di carico. Vero, ma altrettanto vero che nei casi pratici, dimensionati adeguatamente, non si verificano i paventati disastri. Probabilmente perché la maggior parte degli SRPP proposti sono polarizzati a correnti esigue, dimenticando che per pilotare un carico basso serve una bassa impedenza di uscita E una adeguata corrente di polarizzazione. Se infatti il carico richiede 1mA non posso ragionevolmente attendermi che un driver polarizzato a 1mA sia in grado di fornire tutto lo swing di corrente senza distorsioni. Se la corrente statica è invece 5-6 volte più alta della massima richiesta di corrente da parte dello stadio pilotato le cose cambiano.
Un'altra grossa incomprensione a mio avviso diffusa circa lo stadio SRPP è che per il miglior risultato questa configurazione necessita di valvole accoppiate, come un qualsiasi altro Push-Pull. Il grado di accoppiamento può essere minore di quanto richiesto dal caso di un push-pull tradizionale, in quanto la connessione serie in continua tra i due elementi ha una proprietà autostabilizzante, in quanto la tensione di alimentazione delle due valvole non è fissa e uguale per entrambe, ma può adattarsi entro certi limiti per parificare le condizioni operative dei due tubi.
Si tenga presente anche la necessità di accoppiamento tra i due canali nel caso di un amplificatore stereo, per cui è necessaria una certa selezione delle valvole da impiegare, selezione che potrebbe essere abbastanza costosa e non garantita.
La scelta adottata per diaccatì che si è rivelata pratica è stata quella di utilizzare triodi singoli economici, di alto mu e bassa resistenza interna: le EC88 /6DL4 che da Distrelec vengono meno di un euro. Utilizzando triodi singoli e scambiandoli opportunamente nelle relative posizioni (sopra /sotto, destra/sinistra) con 6-7 tubi mediamente si trovano 4 tubi che vanno bene con accoppiamento ragionevole (il 5-6% o anche meno se sono tubi che provengono dallo stesso lotto e sono di ottima qualità).
Le regole di dimensionamento di un SRPP possono essere molto sinteticamente riassunte nella seguente lista:
Ra=Rak
Ra=1/gm per il massimo swing di tensione
Ra=3/gm per il massimo guadagno
Ra = (rp +2Rl) / (mu-1) per la minima distorsione
Iq = Vb+ / (4*(rp+Rl+Rak) per la massima simmetria
dove Rk è la resistenza bassa di catodo, rak la resistenza alta tra anodo della valvola bassa e catodo di quella alta, Iq la corrente statica di polarizzazione, gm la transconduttanza e Rl la resistenza di carico (quella di griglia dello stadio successivo).
Tali dimensionamenti di massima costituiscono il punto di partenza, non certo quello di arrivo, nel dimensionamento di un SRPP specie dedicato ad assolvere il compito che è chiamato a svolgere in diaccatì. Infatti tutte le condizioni di ottimo, unite ai vincoli esterni non sono contemporaneamente realizzabili.
Una condizione al contorno importante è quella che la 2A3 in bias fisso, secondo il datasheet, ha un limite massimo per la resistenza di griglia e tale limite è di 50 Kohm. La resistenza di griglia in continua della 2A3 è anche il carico in AC del driver. Inoltre devo avere un guadagno sufficiente a fornire 40Vrms senza saturare lo stadio di ingresso e quindi la tensione sul catodo dello stadio di ingresso non potrà essere una qualsiasi. Come si verifica con breve riflessione, le varie condizioni si intrecciano certamente non in maniera elementare.
Dopo qualche prova, eseguita anche per confronto con un mu-follower e altri stadi single-ended, sono pervenuto alle seguenti condizioni di lavoro per la EC88 in SRPP:
Vb+ = 300-320V
I = 7,1ma
Ra=Rak =180 ohm
Rl=12K ohm
Vk =1,3V
gain (con bypass) =39
max Vin (con bypass) = .95Vrms
gain (senza bypass) = 26
max Vin (senza bypass) = 1.5Vrms
i dati sono misurati, e sono un poco differenti da quanto era atteso dal calcolo eseguito sulle caratteristiche della EC88 riportate nel datasheet Philips. Differenze solo in parte giustificate da un minor valore della tensione di filamento, che è di 6,2V al posto dei 6,3 canonici.
Lo sbilanciamento di polarizzazione tra i due canali, dopo oppurtuna rotazione delle valvole nelle diverse posizioni è minimo: 7,1mA contro 7.16mA, mentre il guadagno differisce del 3,9%.
E' possibile portare in perfetta parità il guadagno dei due canali una volta montate anche le 2A3 semplicemente attenuando il canale con guadagno maggiore con una resistenza fissa di ingresso.
Da notare il carico basso dello stadio driver, i 12 Kohm non sono infatti un valore comune, tale valore insolito ha due funzioni: adattare il carico alle caratteristiche dello stadio SRPP e fornire alla griglia della 2A3 una via di fuga in continua a bassa impedenza, per evitare derive della polarizzazione.
Una resistenza bassa in griglia aiuta anche a contenere lo spostamento del punto di lavoro dinamico dovuto alla presenzza della corrente di griglia, corrente che è fortemente distorta essendo costituita da impulsi di una sola polarità (il triodo si comporta in ingresso come un diodo a vuoto).
Tale soluzione comporta lo spreco di una potenza non piccolissima (a 40Vrms di pilotaggio devo fornire 0,13W alla sola resistenza di griglia che salgono a 0,2W a 50Vrms) e l'impiego di condensatori di accoppiamento di grossa capacità per non limitare la banda passante. Quest'ultimo svantaggio è più teorico che reale, bastano infatti 2uf con una tensione di lavoro di 250, un componente non difficile da trovare.
La polarizzazione statica dello SRPP di ingresso deve essere sufficiente per fornire il picco della corrente di griglia richiesta dalla valvola finale. Poichè tale dato non è disponibile, va misurato su un circuito reale.
Utilizzando un multimetro TrueRMS posto a cavallo di una resistenza da 180 ohm posta in serie alla resistenza di griglia di 12 Kohm si misurano i seguenti valori.
Correnti di griglia 2A3:
Vdrive(1kHz) Ig(mA rms)
10.7Vrms 1mA
34Vrms 3.3mA
44.9Vrms 4.26mA
50.5Vrms 4.8mA
55.8Vrms 5.3mA Pout=8.6W[/font=Arial]
A piena potenza, superiore agli 8W che mi ero prefissato di ottenere, la corrente (impulsiva !) di griglia ha un valore efficace di 5.3mA. Se tale corrente fosse sinusoidale al massimo valore rms trovato corrisponderebbe un picco di 7.4mA. Poiché la forma d'onda è impulsiva e complessa il valore di picco potrebbe essere anche parecchio diverso.
Sperimentalmente si trova che è possibile salire ancora un poco con la potenza, a prezzo di distorsioni a due cifre ma questo ora non importa, cosa che conferma di avere una sufficiente corrente statica per erogare quanto richiesto.
Come si nota è necessario fornire un segnale di pilotaggio di 55Vrms per sfruttare a fondo la 2A3, cosa che corrisponde ad un segnale piuttosto ampio in ingresso: con un guadagno nell'intorno di 40 volte
significa fornire in ingresso 1,3Vrms, vale a dire un valore che porta in griglia positiva anche la valvola di ingresso (la EC88 bassa dello SRPP) poiché la polarizzazione statica del suo catodo vale 1,3V, inferiore al valore di picco della tensione di ingresso che vale 1.3*1.41=1.83V.
Verifichiamo che succede in questo caso, utilizzando un generatore con 600 ohm di impedenza interna e ponendo una resistenza da 3,3 Kohm in serie all'ingresso con lo stesso multimetro trueRMS misuro i seguenti valori
Vin SRPP Vdrive Ig SRPP
0.938Vrms 39Vrms 16uA
1.22Vrms 44Vrms 20uA
1.30Vrms 50.79 30uA[/font=Arial]
Sembra quindi che non ci siano grossi problemi 30uA è una corrente assolutamente gestibile da qualsiasi preamplificatore. Non sono in grado di dire se tale valore limitato di corrente di griglia sia la regola generale per la EC88, io ho solo delle Lorentz e tutte dello stesso lotto.
Se si vuole evitare tale condizione è sufficiente non utilizzare il condensatore di bypass sulla Rk, a prezzo di un minore guadagno e quindi della necessità di fornire una tensione maggiore si eviterebbe il pilotaggio in A2 anche del driver.
Come alimentazione, inizialmente avevo previsto un piccolo filtro RC (2,7 Kohm + 10 uF) per separare l'alimentazione dello stadio SRPP dall'anodica. In realtà tale precauzione almeno nel tavolaccio che ho allestito si è dimostrata superflua, non si guadagna in minor rumore né si innescano fenomeni di motorboating avvertibili. E' possibile però che ci siano problemi di oscillazione a bassissima frequenza (sotto i 10Hz) con impianti interamente accoppiati in continua e diffusori in grado di scendere molto in basso. Dopo averlo tenuto in via precauzionale per diverse settimane, ho definitivamente rimosso il filtro della alimentazione del driver, per maggior semplicità (o per vezzo, se volete).
Lo schema
Tirando le somme di quanto detto fino ad ora, si perviene al seguente schema:
La resistenza in griglia del triodo alto del driver da 2,7 Kohm ha la funzione di grid-stopper e serve anche a limitare un poco la banda, dato che le EC88 sono valvole per radiofrequenza e tendono a far passare una ampia banda. Allo stesso scopo la resistenza da 220 ohm in ingresso associata alla capacità parassite limita almeno la captazione della radiofrequenza. Con questi valori e una sorgente a bassa impedenza non ci sono problemi di rientri RF o rumore bianco.
Il condensatore da 100uF come detto puo' essere evitato nel caso si abbia un preamplificatore o una sorgente di livello di uscita sufficientemente alto (maggiore di 1V rms).
La resistenza da 10 ohm (1%), che potrebbe essere rimpiazzata in caso di un tester sensibile (fondo scala 200mV) anche da una resistenza da 1 ohm (meglio 0,1% in questo caso), serve per misurare la corrente di placca senza interrompere il circuito. Un valore di 0,7V indica ovviamente 70mA che si possono ottenere regolando il bias negativo di griglia.
Il potenziometro di regolazione dell’hum, da 100 ohm o meno, posto in vicinanza dello zoccolo, permette di compensare il ronzio dovuto all’accensione in alternata del filamento. Il trasformatore che avevo sottomano non prevede lo 0 centrale per i due avvolgimenti a 2,5V, che potrebbe essere vantaggioso, ma non è indispensabile.
L’alimentatore
L’alimentazione in genere in elettronica è una parte largamente sottovalutata, perché ritenuta secondaria e noiosa. Salvo poi scoprire che non c’è abbastanza spazio, non passa il test EMC, non è affidabile, etc..In particolare nella apparecchiature audio purtroppo l’alimentatore rappresenta il 50 o 60% del costo. E probabilmente il 70% del risultato! Nel caso di Diaccati, grazie al costo contenuto dei trasformatori universali di audiofaidate, l’alimentatore rappresenta anche circa il 70% del costo.
Vale la pena quindi cercare una soluzione che possa essere utilizzata anche in altri progetti e che permetta diverse configurazioni (alimentazione con bias fisso o automatico, ingresso capacitivo o induttivo…).
Con un poco di riflessione e adattando quello che avevo sottomano, ricorrendo però sempre a componentistica di comune reperibilità, ne è venuto fuori il seguente schema:
Il trasformatore è un Novarria TA030 + un secondo da 6,3V. Non è il massimo, converrebbe cercarne uno a bassa induzione e con nucleo a C o farsene avvolgere uno apposito. Il valore delle tensioni secondarie è praticamente uno standard per le alimentazioni valvolari (2x 280 o 290V). Il raddrizzamento si può fare con due comuni diodi 1N4007 oppure a vuoto utilizzando la 83. Nel caso del raddrizzamento a stato solido si ottengono circa 10Vdc in più che con la 83, senza spostare significativamente le cose.
Con la 83 è indispensabile avere i due interruttori separati per filamenti e anodica, in quanto se si accende tutto insieme, a filamento freddo la 83 dà una transitorio di ignizione azzurrognolo molto bello a vedersi ma poco tollerabile dalla valvola e soprattutto dagli altoparlanti.
Riporto un estratto dal sito http://www.uli.de/tubes/83.htm , che ha una guida ben fatta sui rettificatori a gas:
Some operation requirements and safety hints applicable for all gas-filled rectifier tubes:
Preheating (the bigger and colder the tube, the longer, especially for Hg-filled tubes) is absolutely necessary, serious damage to the oxide coating will occur (erosion by heavy arcing) while applying high-voltage power if the filament is still heating up. Times are indicated in the different type descriptions. Operating Hg-tubes with reduced heating voltage will result in a non-reversible intoxication of the emissive layer, thus reducing lifetime of the tube drastically.
Generation of high-frequent (RF) noise by the arc igniting at each half-wave (what it does very rapidly, thus generating high spikes) is prohibited by inserting a small toroidal choke (1 mH or more) in series with each anode lead.
I 30uF del primo condensatore sono molto di più di quanto generalmente si impiega per la 83, ma la corrente ripetitiva impulsiva con un trasformatore di alimentazione dalla impedenza interna già di 40 ohm resta limitata a 1A, che è il massimo center design rating della 83. In caso di dubbio è possibile inserire una resistenza di limitazione, anche se si vanificherebbe il vantaggio di usare un tubo a bassa caduta. Oppure è possibnile utilizzare un condensatore di valore più basso (verificando il ripple, in questo caso sarà bene aumentare l'induttanza) o una alimentazione a stato solido.
Ci sono due avvolgimenti separati per i tubi alti e bassi dello SRPP di ingresso. I filamenti di quelli alti sono riferiti tramite il partitore 150 Kohm / 100 Kohm ad una tensione circa pari alla tensione del filamento stesso, connessione indicata con A sullo schema.
L’alimentazione negativa di griglia è ottenuta mediante elevamento della tensione di filamento, effettuata da un piccolo trasformatore 220/12V collegato al contrario. La tensione alternata (sugli 80V) viene raddrizzata e filtrata da filtri RC. Le resistenze sono in realtà dei trimmer che si possono regolare per ottenere la desiderata tensione di bias. La sezione con il trimmer da 500V rappresentata una sola volta nello schema è in realtà sdoppiata per i due canali. Il trimmer da 2 Kohm permette una regolazione grossolana di entrambi i canali e quelli da 500 ohm una regolazione fine per ciascun canale.
Il ripple dell’alimentazione di griglia, piuttosto che del tutto nullo, in teoria sarebbe meglio essere identico al ripple dell’anodica ma scalato del guadagno del tubo finale, in modo da compensare esattamente il ripple sul carico. Ho provato ad ottenere questa condizione ideale, ma nella pratica non è possibile, soprattutto avendo in mezzo diversi avvolgimenti di trasformatori e un poco di cablaggio sparso.
Va tenuto in conto che la polarizzazione effettiva di griglia si muove con il segnale applicato, in classe A2 per la presenza della corrente di griglia asimmetrica che viene trasformata in tensione dalla resistenza di griglia.
Misurando la tensione di griglia con un comune tester (non true rms) applicando un segnale a 130Hz si misurano i seguenti valori :
Vin Vdrive Ia (mv/10 ohm)
0Vrms -47.3Vdc 780mV
30Vrms -47.4Vdc 775mV
44.3Vrms -49.2Vdc 728mV
55Vrms -54.5dc 574mV (non RMS, forma distorta)
L’effetto della classe A2 spinta è quindi quello di far abbassare il bias mano a mano che il segnale cresce. Questo, come segnalato da molti autori, decresce la potenza continua erogabile a regime, in quanto l’effetto della A2 tende a ‘strozzare’ la corrente della valvola.
E’ anche vero che in transitorio dove il transitorio è molto più rapido della costante di tempo RC di griglia, ciò non accade. Lo stesso meccanismo ha anche l’effetto di ‘autoproteggere’ il tubo da dissipazioni continuative troppo elevate e di arrotondare i fronti dei picchi sinusoidali (una specie di tosatura gentile nel caso di picchi prolungati).
Il filtraggio con una singola cella LC è il minimo necessario per avere un ripple accettabile. Con i valori indicati si hanno circa 30mV di ripple, principalmente a 100Hz. L’induttore da 10H è un componente surplus di fabbricazione tedesca normalmente reperibile nei mercatini per 10-15euro che si è dimostrato ottimo. Non ronza assolutamente nemmeno nel caso di ingresso induttivo. Il condensatore elettrolitico è un componente grosso come una lattina, mentre il polipropilene ha le dimensioni di una EL84. L’orientamento relativo dei vari trasformatori e induttanza andrà cercato sperimentalmente per avere la minima induzione nei circuiti di segnale. Può sicuramente essere una buona idea fare un alimentatore su telaio separato e schermato magneticamente.
Nota sulla durata dei tubi in sovradissipazione
Ad oggi, dopo più di due anni di uso normale (circa tre ore al giorno e una decina nei weekend) sia la 83 che le 2A3 non danno segni di cedimento né di particolare consumo. Non ho misurato purtroppo i parametri all'inizio, per un confronto sulle derive, ma come indicazione generale circa l'affidabilità dei punti di lavoro utilizzati per i tubi mi pare sufficiente.
Aggiornamento affidabilità
In Audion n.15, Stefano Bevacqua presentando la PC88 (la valvola che, forse non c'è, titola l'articolo) che è la versione a diversa tensione di filamento rispetto alla EC88, paventa una scarsa durata della stessa.
Consiglia un valore di polarizzazione di 90V e 4,5mA per non accorciarne troppo la vita, che ad 1W di dissipazione si ridurrebbe a mille ore.
Io ho usato due diversi quartetti di Ec88, la le seconde hanno accumulato certamente più di 600-700 ore senza nessuna riduzione della corrente e del guadagno (misurate con comune tester).
Neppure la 2A3 Sovtek denuncia cali apprezzabili di transconduttanza e queste hanno lavorato decisamente di più e in sovradissipazione.
La 83 svolge ancora il suo lavoro senza fare una piega.
Curiosamente, il componente che è durato meno è il condensatore elettrolitico di filtro da 470uF (Kendeil 9923) che si è seccato, originando un ronzio notevole a causa dell'elevato ripple (350mV) dell'anodica.
Sostituito il condensatore con uno identico (surplus) e aggiungendo per cautela un 220uF 400V in parallelo, il ripple in uscita è minore di 2mV (0,8 L, 1,4 R), un valore compatibile con diffusori da 104dB/Wm.
Avendo testato un solo esemplare di diaccatì non posso assicurare della assoluta affidabilità di questo progetto, ma non vedo nemmeno segnali di preoccupazione. Posso essere stato particolarmente fortunato, ma sarebbe strano (in genere non lo sono
).
E questo nonostante i pareri che sconsigliavano la 2A3 in alta dissipazione, la 83 con condensatore maggiore di 4uF e la EC88 con tensione maggiore di 90V.
Comunque non rispondo altro che del mio esemplare.
conoscenza non è saggezza,
saggezza non è verità,
verità non è bellezza,
bellezza non è amore,
amore non è musica.
La musica è il meglio."
(Frank Zappa)
EDIT 20/10/08: aggiunta ulteriore nota in fondo al testo
EDIT 23 Nov 2009 trascrizione causa errata conversione nella migrazione del forum
EDIT 13 Apr 2021 aggiornato link esterno obsoleto (->nuovo sito di Dmitry Nizhegorodov)
Piccola premessa.
Questo amplificatore finale era nelle intenzioni originali destinato al contest audiofaidate, ma ritardi vari nell’approvvigionamento dei componenti e la messa a punto (non ancora completata) che si è rivelata meno semplice del previsto hanno allungato parecchio i tempi di realizzazione.
Le scelte progettuali sono state guidate dall’ambizione di realizzare un amplificatore impiegante triodi a riscaldamento diretto (DHT, italianizzato in diaccatì appunto) con il minimo numero di stadi, una ragionevole sensibilità adatta ad pre passivo e sorgente CD, una potenza di uscita prossima al classico ampli 300B da 8W e un costo non troppo superiore al diffusissimo Single-ended con EL34 o KT88.
L’altro caposaldo è l’impiego del Trasformatore universale Audiofaidate, essendo un progetto nato per il contest. Comunque anche senza quest’ultimo vincolo contingente, il TUU si adatta particolarmente a questo progetto.
Per diverse ragioni non ritengo che diaccatì sia un amplificatore facile, da principianti, nonostante si possa costruire con la normale dotazione di ogni hobbysta: tester, scheda audio PC. Meglio disporre di un oscilloscopio, specie se si vogliono sperimentare varianti, ma non è indispensabile.
NOTA BENE: nel prototipo attuale ci sono alcuni problemi e problemini da risolvere, spero di farlo con la collaborazione di altri interessati.
La scelta della valvola di potenza.
In realtà è una scelta obbligata, se non si ha il budget per una 300B o una 2A3 esotica come le Full Music: 2A3 Sovtek monoplacca. New Sensor ha da diversi anni in catalogo una 2A3 che ha un prezzo ottimo, una solidità da carroarmato russo, delle prestazioni elettriche notevoli e soniche non disprezzabili.
In precedenza avevo impiegato la 2A3 Sovtek con il punto di lavoro classico della 2A3 datasheet RCA 250V 60mA 2500ohm, pilotata dall’ancora più classica cascata di triodi stile SunAudio. Non ne ho un ricordo particolare, il Primo a memoria suona meglio; va detto che ho utilizzato ferro autocostruiti avvolti sul trapano di casa, di qualità veramente pietosa. Riprendendo in mano questa valvola, nasce ovviamente la voglia di provare qualcosa di diverso, nuovo per quanto sia possibile innovare in un campo come il monotriodo single-ended offerto da tempo in tutte le salse.
La prima considerazione fatta, dato il requisito di potenza di uscita che si vuole ottenere, ha riguardato la dissipazione e la corrente massime ammissibili per questo tubo. Diverse fonti riportano dati di tutto rispetto, specie per un tubo da 30 euro: superiore ai 20W il primo parametro e fino a 90/100mA la corrente anodica. Quelli riportati sono tutti punti di lavoro testati per anni senza sensibili abbassamenti della vita della valvola (che poi questa scenda a 5000ore piuttosto che 10000, nella pratica fa poca differenza: ascoltando diciamo 20 ore alla settimana per 50settimane all’anno la valvola durerebbe comunque 5 anni)
Per esempio, riporto una lista non esaustiva di pronunciamenti sulla 2A3 Sovtek, cominciando da Silvano:
Sivieri (20W)
fdegrove(35W, 90mA)
Epstein(23W,82mA)
J.C. Morrison(NON 40W)
Paul Stangelan (30W) nota: in realtà cita il WPA3.5 che ha 8w musicali
Datasheet Sovtek (450V, 100mA, 15W)
Anche lo stesso Triodino, progetto-bandiera di CHF, con le 2A3 cinesi lavora vicino ai 17W di dissipazione anodica.
Assumo quindi che utilizzare per la 2A3 Sovtek un punto di lavoro di 20-22W , 60-80mA e 300-350V non sia un azzardo.
Per quanto riguarda le caratteristiche tecniche, oltre al già menzionato datasheet Sovtek, ci sono alcune informazioni in diversi articoli pubblicati su Glass Audio, come la presentazione della valvola fatta in http://www.audioxpress.com/reviews/media/GA500HA2.pdf . Sempre su Glass Audio, in un articolo comparativo sulle 300B, "Will the Real 300B Please Stand Up?" si sottolineava, interpretando i dati delle misure, come la 300B Sovtek andasse meglio con il filamento alimentato a 2,5V invece che 5V, come se fosse più una 2A3 pompata che una reale 300B.
Il grafico seguente è tratto dall'articolo citato:
Anche ad occhio, comparando una 2A3 e una 300B Sovtek si notano facilmente diverse similitudini: la 300B ha il filamento più spesso, la placca un poco più alta (una nervatura in più della 2A3 monoplacca) il vetro un pochino più largo, tutto il resto è molto simile. Nella rivista MJ 3/2003 é pubblicato un progetto impiegante le 2A3 Sovtek per una potenza di uscita di 7W (polarizzando la 2A3 a 300V, 71mA per 21W di dissipazione) e nella descrizione vengono raffontate le due (mono)placche 2A3 e 300B, mediante la seguente sinossi:
Probabilmente in Sovtek hanno ottimizzato la produzione cercando di avere un risparmio di scala utilizzando elementi costruttivi comuni. A noi utilizzatori da questa scelta del produttore viene una volta tanto un vantaggio: quello di disporre di una quasi-300B al costo di una più economica 2A3.
L’alimentazione filamento a 2,5V offre un vantaggio ulteriore in termini di minore ronzio, non obbligando alla rettificazione dell’alimentazione filamenti. L'alimentazione filamenti a 5V è notoriamente, sperimentalmente sempre più rumorosa che quella a bassa tensione, indipendentemente dalla corrente di filamento. La questione non è del tutto chiara, si veda ad esempio l'indagine sperimentale compiuta da Dmitry Nizhegorodov.
Alcuni costruttori come la TJ o la JJ-Tesla propongono versioni di 300B a 2,5V o 2A3 da 40W, che soono due modi diversi di vedere la stessa cosa. I prezzi pero’ di questi componenti sono quelli di una 300B o addirittura più alti.
Circa le qualità soniche, ammesso che siano legate più alla valvola che al tipo di circuito (qualche caratteristica propria della valvola come la microfonicità e il comportamento agli estremi della zona attiva caratterizzano comunque il‘timbro’ sonico del componente), riporto anche qui una selezione di alcuni giudizi disponibili in rete:
The Sovtek 2A3 is a mono-plate design that offers wonderful sound (far superior to the Golden Dragon), excellent reliability and freedom from the low level squeaks, pop's and rustles that plagued the Golden Dragon 8-pin. It also does not 'lock up' on switch on and potentially cause damage. For it's combination of sound quality, price and reliability, we cannot recommend this valve more highly.
( http://www.borderpatrol.net/aiind.htm )
Progressing to the Sovtek 2A3 showed an even bigger, more impacting Bass, almost too much on some tracks. The Midrange was not quite as clear as the previous two, a slight "grayness" or "veiling" was observed, this was however VERY slight. The Treble had even more "steelyness" than the KR. The overall perception was that this Valve offered good bass, but generalised somewhat and lacked the openess of the Golden Dragon 2A3. The Sovtek 2A3 indeed sounded a lot like I remembered the Sovtek 300B Sounding from my last round of 300B testing.
( http://www.jacmusic.com/html/tests/tube ... 3-test.htm )
The Sovtek 2A3 is a high quality tube at an affordable price. Vacuum Tube Valley says, "...the Sovtek 2A3 had a huge, clear soundstage with sweet, detailed highs." They also noted excellent midrange imaging, and overall tonal balance.
SO-2A3 $69.95Price is for a matched pair.
( http://www.thetubestore.com/sovtek2a3.html )
Don't let the price fool you. This DHT demands very serious attention in circuit implementation and that means stiff power supplies of very high quality, and very high quality driver circuitry, and most importantly…the best output transformers you can afford.
At much less than 30% of the cost of KR/AVVT versions of 2A3s there is no longer any barrier to music maniacs moving up the ladder of tonal refinement, and in the world of audio TONE IS KING.
This is a major achievement, and a huge bargain.
( http://www.meta-gizmo.com/Tri/awards/SovtekTGA.html )
Dati questi parametri di partenza, si tratta ora di tirar fuori una potenza di 8W, per aver il nostro quasi-300B.
La scelta del carico anodico
Volendo utilizzare il minimo numero di stadi, ho precluso la possibilità di utilizzare della controreazione, pertanto devo cercare di avere un fattore di smorzamento decente per così dire 'naturale’. Una distorsione non eccessiva a livelli alti di potenza è possibile solo con una impedenza anodica di carico più alta della canonica 2500-3000ohm. Un progetto famoso che ha questa impostazione circa il carico anodico alto è il kismet di Camorani :
Kismet, che pare (io non l’ho mai sentito) piaccia molto come suono. Una per tutte valga la "recensione" di Luca (http://www.audiofaidate.org/forum/viewt ... 1&start=20).
Il trasformatore universale audiofaidate è in più ottimizzato per il carico di 5kohm, per l’ovvia ragione che è uno dei più diffusi oltre ad essere al centro della gamma di carichi primari offerti dal TUU. Con un carico primario prossimo ai 5Khom è possibile infatti parallelare i secondari (min Rdc) e usare tutti i primari in serie, cosa che permette di avere la massima induttanza primaria.
Le due possibilità di rapporto di trasformazione utile per il nostro progetto sono quindi 153*18 / 98 = 28.10 e 153*15/ 98 = 23.41 . In quest’ultimo caso le due sezione estreme primarie saranno parallelate (connessione F con avvolgimento 1-7 in parallelo a avvolgimento 1-2).
La scelta del carico va fatta quindi tra 6316 e 4380 ohm, nell’ipotesi di un carico secondario di 8 ohm. Da notare che nel caso si abbia un carico reale di 6 ohm la seconda connessione garantisce un carico di 4700 ohm. Questa scelta andrà privilegiata nella connessione di casse da 6 ohm nominali, come molti dei moderni diffusori, oppure quando non si conosca a priori l’impedenza del carico. In quest'ultimo caso sarà ragionevole stare ‘dalla parte della ragione’, adottando un compromesso tra i possibili carichi da 4, 6 e 8 ohm che si potrebbero incontrare.
La scelta del carico non può essere fatta prescindendo dalla necessità di pilotare la griglia con la richiesta tensione e corrente, che sono parametri conflittuali. A parità di potenza di uscita ottenuta, infatti, se si sceglie un carico più alto, si potrà utilizzare la valvola in classe A1 per un tratto maggiore, a spese di un pilotaggio in tensione più alto. Privilegiando carichi bassi invece si dovrà sfruttare di più la classe A2, con un pilotaggio minore in tensione, ma capacità di fornire correnti maggiori.
Le stesse considerazioni valgono per il piazzamento del punto di lavoro, che richiede un bilanciamento della tensione di griglia, di quella anodica e della corrente statica. Tutto quanto condizionato dal carico e dai limiti dinamici... sembrava semplice!
Sono partito quindi con una serie di simulazioni spice per trovare una condizione di polarizzazione che rappresentasse un buon compromesso in termini di potenza, distorsione, forma della stessa, tensione di pilotaggio e damping factor. Va detto che le simulazioni per quanto sofisticate possano essere (e quelle attuali lo sono) non ci azzeccano troppo con quanto succede per grandi escursioni di tensione e sopratutto per tubi pilotati profondamente in classe A2.
Provando diversi punti di lavoro con i due rapporti di trasformazione più vicini a quanto permesso dal trasformatore universale e nelle condizioni di carico 8 ohm e 6 ohm, si può vedere come un carico attorno ai 4.2 Kohm e una polarizzazione di 330V 52mA sia ragionevolmente centrata rispetto agli obiettivi prefissi:
Si utilizzerà quindi il trasformatore universale con i due avvolgimenti estremi parallelati, in modo da avere un rapporto spire di 23.41, che corrisponde ad un carico di 4380 ohm con secondario chiuso su 8 ohm.
Chi avesse carichi tendenzialmente più bassi, utilizzerà il rapporto spire più alto (tutte le sezioni primarie in serie), cosa che garantisce un carico primario di 4400 chiuso al secondario su un carico da 5,6 ohm.
Dalla tabella sopra si ottiene il primo dato necessario per il dimensionamento del driver: 4W in classe A1 si possono ottenere con un pilotaggio di 41Vrms; per ottenere una potenza di 6,7W è necessario spingere la 2A3 in classe A2 fornendole in griglia un segnale di 50Vrms capace di fornire anche una corrente impulsiva non nulla (diciamo qualche mA). In mancanza di dati affidabili, è necessario verificare queste ipotesi di lavoro al banco, su un circuito reale.
Ed è quello che è stato fatto.
La distorsione
Si noti in particolare come nella seconda tavola riportata, col carico a 4200 ohm, si ottine un andamento della distorsione in funzione della potenza calibrato secondo i canoni audio Tekne, vale a dire 1%/W.
Devo dire che un poco l'ho volutamente ricercato, ma con la 2A3 in classe A2 non ci si discosta molto da questi parametri.
Faccio un piccolo salto in avanti a mostrare il grafico della distorsione misurata sul prototipo, che si mostra ragionevolmente in accordo con le simulazioni:
In realtà alla polarizzazione prefissata di 52mA il clipping era raggiunto molto prima degli 8watt prefissati. Alzando la corrente di bias della 2A3 le cosa vanno meglio. Ho ripetuto le misure a due correnti di bias diverse, si nota come ad una polarizzazione più alta corrisponda un migliore andamento della distorsione in funzione della potenza. Distorsione che è monotonicamente crescente con al potenza di uscita, cosa gradita a molti progettisti e a tutti gli ascoltatori.
In quanto al decadimento armonico, a basse potenze si ha un'andamento diciamo canonico: seconda, terza e quarta armonica, la terza minore della seconda, la quarta della terza.
Crescendo con la potenza, la terza armonica assume un valore comparabile a quello della seconda, ma gli altri termini di distorsione di ordine più elevato restano contenuti. Qui siamo a 7,5W e 300Hz:
E qui al clipping:
Ho ripetuto le misure con carichi più bassi, di 6,6 ohm e 4,7 ohm, con risultati analoghi per quanto riguarda la composizione spettrale, ma potenze minori al clipping, ovviamente.
Nella figura sottostante possiamo vedere la distorsione armonica in funzione della potenza per i due canali:
si nota immediatamente la differenza tra i due canali. a basse potenze un canale è decisamente meno distorcente dell'altro. A potenze superiori ai 6W circa, quando predomina il contributo del driver, la distorsione dei due canali è sostanzialmente identica. Scambiando tra loro le 2A3 tra i due canali l'andamento della distorsione si inverte, ad indicare che il responsabile del diverso comportamente è proprio il tubo finale. Seppure nominalmente fossero state acquistate accoppiate, le due 2A3 Sovtek si dimostrano non esattamente tali. I valori di corrente DC dopo un lungo rodaggio sono abbastanza pareggiati (70mA per -49 e -50V di polarizzazione), ma i parametri dinamici restano sensibilmente diversi.
La valvola che va meglio al test delle distorsione ha una microfonicità più spostata verso componenti alte dello spettro, vale a dire percossa rende nei diffusori un tiinnnggg più cristallino dell'altra. Inoltre a volte all'accensione presenta una leggera luminescenza blu sul vetro vicino alla curva superiore del vetro. Non so quanto queste indicazioni siano però generali e sostitutive di rilevazioni strumentali. Circa queste ultime: le misure riportate sono state eseguite con Visual Analizer ed una scheda esterna USB. Il valore di THD misurata è sufficientemente accurato, ma non certamente allo 0,1%.
Ripetendo le misure con carico più basso, si conferma l'andamento:
con carico più basso è possibile raggiungere una potenza superiore, in quanto non si è più limitati dalla tensione, ma con arrotondamento marcato dei picchi e conseguente elevata distorsione.
Non ho eseguito la misura con carico reale perché 8W inviati a diffusori da 98dB/Wm generano fischi intollerabili per una comune abitazione.
E' importante notare la tendenza di diaccatì a fornire tutta la richiesta di potenza, distorcendo ma mai saturando fino a 10W. Secondo alcuni autori, cui tendo a dare credito in base alla mia esperienza, questo comportamento è condizione necessaria per un buon risultato sonico.
Sostituendo le EC88 Lorentz di provenienza Distrelec con un quartetto selezionato di E88C Siemens Gold Pin cortesemente fornitomi da walge, ecco la sorpresa:
La distorsione è nettamente diminuita nei due canali, con un record di 2% a 6W per il canale destro, che è quello con la 2A3 'migliore'.
Il punto di lavoro è un pochino diverso, essendo le Siemens polarizzate a 1,37V contro 1,28V delle Lorentz, indice di una migliore emissività.
Riguardo al suono, con un pre a stato solido o il PREconcetto non ho rilevato grosse differenze tra Lorentz e Siemens gold pin. Con un pre con la 12B4 invece queste ultime emergono con una 'voce' più nitida.
Se vogliamo abbiamo un'evidenza sperimentale diretta della incisività della pratica della sostituzione dei tubi, magari spesso praticata senza troppe precauzioni o verifiche.
Dopo questa lunga esposizione, la distorsione di diaccatì alla fine è tanta o poca? Quello che è importante è che entro il primo watt la distorsione sia prevalentemente di seconda armonica e contenuta entro 1% o poco più.
Se ritenete che tassi di distorsione armonica senza lo 0 davanti non siano hi-fi scegliete un progetto a stato solido (ottimo il gainclone con LM1875) e vivrete tranquilli. Almeno fino a quando non vi imbatterete nell'ultimo osannato prodotto che ha il 5% di THD alla potenza di targa dichiarata...
Se volete ascoltare musica, siete sensibili alla lucetta del filamento dei DHT e non ve ne frega niente delle considerazioni tecnofile accomodatevi, questo progetto fa per voi.
L'applicazione del bias
Come anticipato ho scelto il bias fisso, per la maggiore flessibilità che consente e la possibilità di evitare condensatore catodico ma sopratutto lo spreco di potenza sul catodo che si avrebbe nel bias automatico.
La mancanza della polarizzazione di catodo con i suo circa 50V, ha benefici effetti sulla riduzione della tensione anodica, che si riesce a tenere sotto i 400V con sensibili vantaggi di reperibilità e costo dei condensatori elettrolitici.
Con il bias fisso è possibile inoltre pareggiare i punti di lavoro di tubi non perfettamente accoppiati, oltre che regolarlo per adattare al circuito tubi di caratteristiche diverse.
Il bias fisso dicono abbia anche vantaggi in termini sonori. Non ho elementi per poterlo affermare con certezza, in quanto confronti a parità di altre condizioni non ne ho effettuati (non è nemmeno facile avere due circuiti identici ma uno in bias fisso e l'altro con autobias), ma adotto senz'altro questa visione, perchè, avendo già deciso di utilizzare il bias fisso, mi fa comodo.
Volendo utilizzare estesamente la classe A2, in griglia positiva, sarebbe inoltre un controsenso adottare il bias automatico: la resistenza di catodo ridurrebbe infatti la tensione di pilotaggio effettivamente disponibile per l'elemento di controllo del triodo (griglia-catodo).
Lo svantaggio maggiore del bias fisso è l'incapacità di autoregolazione propria di altri sistemi come il bias automatico o il back-bias. Se infatti per un qualsiasi motivo variasse un parametro del tubo finale, ad esempio la corrente, essendo la tensione di griglia imposta e fissa, non ci sarebbe nessun modo di controbilanciare tale variazione, se non agire sul valore di tensione di bias.
Se questa operazione non è tuttosommato troppo frequente nel caso in cui il drift delle condizioni operative è imputabile ad un invecchiamento della valvola, risulta invece piuttosto noioso da compiere per ogni variazione della tensione di rete, che potrebbe cambiare diverse volte al giorno.
A casa mia ad esempio nell'arco di una sera la tensione fornita dall'ENEL che raggiunge la presa a muro varia dai 206V ai 228V anche due-tre volte nello spazio di 3-4 ore.
Per migliorare le cose, si può osservare che se aumenta la tensione di rete aumenta di conseguenza la tensione anodica ma anche in valore assoluta la tensione di griglia, se è ricavata dalla stessa alimentazione principale e non è stabilizzata.
Se ad esempio al posto di 330V e un bias di griglia di -50V a 230, la tensione di rete salisse a 240V mi ritroverei sì con 344V e una corrente di placca che vorrebbe salire, ma anche con una polarizzazione di -52V che polarizza più profondamente il tubo, tendendo a contrastare l'aumento di corrente.
Ma per caso non è che c'è un valore magico che annulla i due contendenti e lascia stabile la corrente anche al variare delle tensione di alimentazione? Certo, ed è dell'ordine di Vg=Vp/mu, dove Vg è la tensione di griglia e Vp quella di placca, al solito mu è il coefficiente di amplificazione del tubo in quel circuito. Il mu della 2A3 nel punto di lavoro scelto è circa 4, servirebbe una Vg quindi di circa -82V. Non è possibile adottare questo 'punto magico' senza accettare una grande riduzione della potenza di uscita. Mi accontento quindi di compensare parzialmente tale effetto e provvederò adottando un trasformatore di alimentazione dotato di prese intermedie e un selettore per la scelta della giusta presa in funzione della tensione disponibile.
Naturalmente, la tensione di polarizzazione di griglia dovrà essere quanto più possibile pulita e disaccoppiata dagli altri elementi circuitali, il modo migliore per far ciò è quello di utilizzare un alimentatore dedicato, a cominciare dal trasformatore separato.
Sul quanto più possibile pulita si potrebbe obiettare. In realtà potremmo volutamente cercare una compensazione del ripple dell'anodica utilizzando per il bias fisso della griglia una tensione che presenta lo stesso ripple della tensione anodica (in modulo e fase) ma ridotto del fattore mu, in modo da avere una cancellazione del ripple ai capi del primario del trasformatore, secondo le tecniche care a Broskie di tubecad.com .
Io ho scelto di livellare per bene la tensione di griglia per non aggiungere variabili a variabili. Le compensazioni funzionano sempre bene a posteriori, quando si è capito dove intervenire. Aggiungerle in partenza ad un progetto più o meno pieno di incognite è una scelta, ma non la migliore.
Il gap del Trasformatore Universale
Innanzitutto, la versione con nuclei a C. Non c’è storia. Ha prestazioni migliori e (per me, utilizzandolo in più progetti) molto più importante è molto più facile da aggiustare, inoltre è abbastanza indifferente rispetto la forza di serraggio.
L’adattamento del trasformatore universale al caso considerato ottimale richiede di impostare il corretto gap di lavoro. Un gap piccolo darà una induttanza primaria più alta, ma minor potenza indistorta a bassa frequenza. Un gap maggiore consentirà una maggior linearità a prezzo però della minore estensione in bassa frequenza.
Utilizzando l’utilissimo SW di Ivo (OPT-Da) è possibile con qualche tentativo determinare il gap ottimale. Nel mio caso, con 60-70mA DC e una impedenza interna della valvola attorno ai 1000-1100 ohm, si verifica che un gap di 0,24 per iniziare va bene.
Nella simulazione numerica del trasformatore, sia che venga fatta a mano che mediante il SW di Ivo, bisogna sempre verificare che ci sia abbastanza flusso in continua per sostenere la potenza alternata richiesta. Essendo quello considerato un circuito single-ended infatti il flusso potrà andare da 0 a 2Bacmax, centrato su Bdc. Devo verificare che alla frequenza desiderata Bdc sia maggiore o al limite uguale a Bacmax/2, come riporta Callegari nei suoi storici articoli. Questo è in verità un punto ancora da meditare, a me piacerebbe che il SW di Ivo segnalasse automaticamente tale condizione come errata (mettendo in rosso il flusso massimo ad esempio), lui non è convinto.
Comunque sia, la sperimentazione ha sempre l’ultima parola, pertanto è meglio partire da quanto ottenuta dalla simulazione, mantenendo però un poco di margine di aggiustamento. Un trucchetto utile è quello di utilizzare uno spessore un poco maggiore del richiesto di materiale cedevole (es: carta, nastro isolante). Si potrà successivamente quindi aggiustare, il gap, con i nuclei a C, semplicemente serrando più o meno il nucleo impiegando una fascetta da idraulici.
Ricordare sempre che per avere un gap X è necessario utilizzare quattro spessori di misura X/2, uno per ciascun ramo della doppia C. In altre parole ciascuna coppia di C deve interfacciarsi tramite uno spessore gap/2.
Ho usato uno spessore da 0,14mm, che non è altro che un banale foglio di carta bianca, del tipo leggero. Credo sia carta riciclata, ma questo è ininfluente.
La simulazione con OPT-Da con i parametri scelti:
Come si vede dalla schermata riportata sopra tratta dal sw OPT-DA il trasformatore universale con lamierini di qualità M6, gap di 0,24mm e impedenza primaria di 4380 Ohm (spire primarie= 2295, arrotondato in 2300) riesce a fornire 8W con 70mA di corrente DC con una induttanza primaria di 27H.
Assieme alla resistenza interna di circa 1100 ohm tale induttanza primaria garantisce una buona panda passante. I dati interessanti e ragionevolmente prossimi alla realtà sono quelli in bassa frequenza. Non vanno considerati i dati in alta frequenza, perché l’avvolgimento non è fatto come schematizzato per comodità interpretativa. La risposta in frequenza agli estremi superiori e la presenza di risonanza va sempre verificata sperimentalmente. Sui dati in bassa frequenza forniti da OPT-Da invece si può fare affidamento, nei limiti di una ragionevole approssimazione ingegneristica (come con spice).
Con il nucleo a C la induttanza primaria è in realtà un poco più alta, con il gap detto si aggira intorno ai 32-35H a 100Hz e 2Vrms.
Nella Finestra Iron(Fe) del SW si può notare come alla potenza di uscita di 8W su 8 ohm il trasformatore abbia una sufficiente riserva di flusso in continua (0,65T) tale da assicurare il sostentamento del flusso di segnale Bac(0,64T), anche se con un flusso totale di 1,29T che non è basso in assoluto e porterà a qualche punto di distorsione dovuto al trasformatore. A tale potenza però abbiamo verificato che la 2A3 distorce già di per sé. In confronto all’8% di THD, qualche percentuale di distorsione aggiunta non fa differenza (la THD si somma quadraticamente (THD 8% e THD 2% non fa 10%).
A livelli di potenza ai quali diaccatì presumibilmente opererà il flusso è ampiamente contenuto entro il Tesla, assicurando un comportamento sufficientemente lineare dato che il nucleo a C satura a circa 1,5 1,6T.
Il driver
Se ci si pone come obiettivo di ottenere più potenza possibile da una valvola finale sconfinando ampiamente in classe A2, vale a dire in una zona di lavoro in cui per parte dell'onda in caso di segnale sinusoidale o più frequentemente sui picchi del segnale musicale la griglia della finale è interessata dal passaggio di corrente, è necessario prevedere un driver robusto.
Robusto in termini di resistenza di uscita in quanto non deve distorcere quando il carico da pilotare sia fortemente nonlineare (come una griglia in zona A2, assimilabile adun diodo a vuoto in serie ad una resistenza) e deve essere in grado di fornire la corrente richiesta senza apprezzabile cambiamento delle condizioni di polarizzazione.
I testi, gli articoli, i vari siti internet e gli interventi sulle riviste di autocostruzione mettono in guardia circa la necessità di driver iperdimensionati per la classe A2, consigliando stadi driver di potenze spesso non troppo distanti dalla potenza dell'amplificatore completo. Io trovo che il diavolo non sia così brutto come lo si dipinge: serve uno stadio driver robusto sì, ma non come quello di un modulatore per trasmettitori radio operante in classe C.
In effetti i bollettini tecnici Philips che sono molto ben ponderati e chiari nell'esposizione, ridimensionano i presunti svantaggi della classe A2 in caso di segnale musicale, dove la durata dei picchi è molto bassa e non è tale da spostare significativamente il punto di lavoro, tanto è vero che riportano differenti grafici di distorsione, in regime sinusoidale e con segnale musicale.
Un requisito aggiuntivo che deve avere il driver nel caso di diaccatì, in base alle scelte di progetto iniziali, è di essere semplice pur mantenendo un guadagno sufficiente per un amplificatore finale di buona sensibilità (quasi-integrato).
La soluzione circuitale che assomma tutte queste caratteristiche è nota da diverso tempo, in campo valvolare, ed è quella del SRPP. L'obiezione più comune che si muove sulla carta (e nei bit) a questo stadio è quella di essere inadatto come driver per carichi variabili in quanto la distorsione dipende dalla resistenza di carico. Vero, ma altrettanto vero che nei casi pratici, dimensionati adeguatamente, non si verificano i paventati disastri. Probabilmente perché la maggior parte degli SRPP proposti sono polarizzati a correnti esigue, dimenticando che per pilotare un carico basso serve una bassa impedenza di uscita E una adeguata corrente di polarizzazione. Se infatti il carico richiede 1mA non posso ragionevolmente attendermi che un driver polarizzato a 1mA sia in grado di fornire tutto lo swing di corrente senza distorsioni. Se la corrente statica è invece 5-6 volte più alta della massima richiesta di corrente da parte dello stadio pilotato le cose cambiano.
Un'altra grossa incomprensione a mio avviso diffusa circa lo stadio SRPP è che per il miglior risultato questa configurazione necessita di valvole accoppiate, come un qualsiasi altro Push-Pull. Il grado di accoppiamento può essere minore di quanto richiesto dal caso di un push-pull tradizionale, in quanto la connessione serie in continua tra i due elementi ha una proprietà autostabilizzante, in quanto la tensione di alimentazione delle due valvole non è fissa e uguale per entrambe, ma può adattarsi entro certi limiti per parificare le condizioni operative dei due tubi.
Si tenga presente anche la necessità di accoppiamento tra i due canali nel caso di un amplificatore stereo, per cui è necessaria una certa selezione delle valvole da impiegare, selezione che potrebbe essere abbastanza costosa e non garantita.
La scelta adottata per diaccatì che si è rivelata pratica è stata quella di utilizzare triodi singoli economici, di alto mu e bassa resistenza interna: le EC88 /6DL4 che da Distrelec vengono meno di un euro. Utilizzando triodi singoli e scambiandoli opportunamente nelle relative posizioni (sopra /sotto, destra/sinistra) con 6-7 tubi mediamente si trovano 4 tubi che vanno bene con accoppiamento ragionevole (il 5-6% o anche meno se sono tubi che provengono dallo stesso lotto e sono di ottima qualità).
Le regole di dimensionamento di un SRPP possono essere molto sinteticamente riassunte nella seguente lista:
Ra=Rak
Ra=1/gm per il massimo swing di tensione
Ra=3/gm per il massimo guadagno
Ra = (rp +2Rl) / (mu-1) per la minima distorsione
Iq = Vb+ / (4*(rp+Rl+Rak) per la massima simmetria
dove Rk è la resistenza bassa di catodo, rak la resistenza alta tra anodo della valvola bassa e catodo di quella alta, Iq la corrente statica di polarizzazione, gm la transconduttanza e Rl la resistenza di carico (quella di griglia dello stadio successivo).
Tali dimensionamenti di massima costituiscono il punto di partenza, non certo quello di arrivo, nel dimensionamento di un SRPP specie dedicato ad assolvere il compito che è chiamato a svolgere in diaccatì. Infatti tutte le condizioni di ottimo, unite ai vincoli esterni non sono contemporaneamente realizzabili.
Una condizione al contorno importante è quella che la 2A3 in bias fisso, secondo il datasheet, ha un limite massimo per la resistenza di griglia e tale limite è di 50 Kohm. La resistenza di griglia in continua della 2A3 è anche il carico in AC del driver. Inoltre devo avere un guadagno sufficiente a fornire 40Vrms senza saturare lo stadio di ingresso e quindi la tensione sul catodo dello stadio di ingresso non potrà essere una qualsiasi. Come si verifica con breve riflessione, le varie condizioni si intrecciano certamente non in maniera elementare.
Dopo qualche prova, eseguita anche per confronto con un mu-follower e altri stadi single-ended, sono pervenuto alle seguenti condizioni di lavoro per la EC88 in SRPP:
Vb+ = 300-320V
I = 7,1ma
Ra=Rak =180 ohm
Rl=12K ohm
Vk =1,3V
gain (con bypass) =39
max Vin (con bypass) = .95Vrms
gain (senza bypass) = 26
max Vin (senza bypass) = 1.5Vrms
i dati sono misurati, e sono un poco differenti da quanto era atteso dal calcolo eseguito sulle caratteristiche della EC88 riportate nel datasheet Philips. Differenze solo in parte giustificate da un minor valore della tensione di filamento, che è di 6,2V al posto dei 6,3 canonici.
Lo sbilanciamento di polarizzazione tra i due canali, dopo oppurtuna rotazione delle valvole nelle diverse posizioni è minimo: 7,1mA contro 7.16mA, mentre il guadagno differisce del 3,9%.
E' possibile portare in perfetta parità il guadagno dei due canali una volta montate anche le 2A3 semplicemente attenuando il canale con guadagno maggiore con una resistenza fissa di ingresso.
Da notare il carico basso dello stadio driver, i 12 Kohm non sono infatti un valore comune, tale valore insolito ha due funzioni: adattare il carico alle caratteristiche dello stadio SRPP e fornire alla griglia della 2A3 una via di fuga in continua a bassa impedenza, per evitare derive della polarizzazione.
Una resistenza bassa in griglia aiuta anche a contenere lo spostamento del punto di lavoro dinamico dovuto alla presenzza della corrente di griglia, corrente che è fortemente distorta essendo costituita da impulsi di una sola polarità (il triodo si comporta in ingresso come un diodo a vuoto).
Tale soluzione comporta lo spreco di una potenza non piccolissima (a 40Vrms di pilotaggio devo fornire 0,13W alla sola resistenza di griglia che salgono a 0,2W a 50Vrms) e l'impiego di condensatori di accoppiamento di grossa capacità per non limitare la banda passante. Quest'ultimo svantaggio è più teorico che reale, bastano infatti 2uf con una tensione di lavoro di 250, un componente non difficile da trovare.
La polarizzazione statica dello SRPP di ingresso deve essere sufficiente per fornire il picco della corrente di griglia richiesta dalla valvola finale. Poichè tale dato non è disponibile, va misurato su un circuito reale.
Utilizzando un multimetro TrueRMS posto a cavallo di una resistenza da 180 ohm posta in serie alla resistenza di griglia di 12 Kohm si misurano i seguenti valori.
Correnti di griglia 2A3:
Vdrive(1kHz) Ig(mA rms)
10.7Vrms 1mA
34Vrms 3.3mA
44.9Vrms 4.26mA
50.5Vrms 4.8mA
55.8Vrms 5.3mA Pout=8.6W[/font=Arial]
A piena potenza, superiore agli 8W che mi ero prefissato di ottenere, la corrente (impulsiva !) di griglia ha un valore efficace di 5.3mA. Se tale corrente fosse sinusoidale al massimo valore rms trovato corrisponderebbe un picco di 7.4mA. Poiché la forma d'onda è impulsiva e complessa il valore di picco potrebbe essere anche parecchio diverso.
Sperimentalmente si trova che è possibile salire ancora un poco con la potenza, a prezzo di distorsioni a due cifre ma questo ora non importa, cosa che conferma di avere una sufficiente corrente statica per erogare quanto richiesto.
Come si nota è necessario fornire un segnale di pilotaggio di 55Vrms per sfruttare a fondo la 2A3, cosa che corrisponde ad un segnale piuttosto ampio in ingresso: con un guadagno nell'intorno di 40 volte
significa fornire in ingresso 1,3Vrms, vale a dire un valore che porta in griglia positiva anche la valvola di ingresso (la EC88 bassa dello SRPP) poiché la polarizzazione statica del suo catodo vale 1,3V, inferiore al valore di picco della tensione di ingresso che vale 1.3*1.41=1.83V.
Verifichiamo che succede in questo caso, utilizzando un generatore con 600 ohm di impedenza interna e ponendo una resistenza da 3,3 Kohm in serie all'ingresso con lo stesso multimetro trueRMS misuro i seguenti valori
Vin SRPP Vdrive Ig SRPP
0.938Vrms 39Vrms 16uA
1.22Vrms 44Vrms 20uA
1.30Vrms 50.79 30uA[/font=Arial]
Sembra quindi che non ci siano grossi problemi 30uA è una corrente assolutamente gestibile da qualsiasi preamplificatore. Non sono in grado di dire se tale valore limitato di corrente di griglia sia la regola generale per la EC88, io ho solo delle Lorentz e tutte dello stesso lotto.
Se si vuole evitare tale condizione è sufficiente non utilizzare il condensatore di bypass sulla Rk, a prezzo di un minore guadagno e quindi della necessità di fornire una tensione maggiore si eviterebbe il pilotaggio in A2 anche del driver.
Come alimentazione, inizialmente avevo previsto un piccolo filtro RC (2,7 Kohm + 10 uF) per separare l'alimentazione dello stadio SRPP dall'anodica. In realtà tale precauzione almeno nel tavolaccio che ho allestito si è dimostrata superflua, non si guadagna in minor rumore né si innescano fenomeni di motorboating avvertibili. E' possibile però che ci siano problemi di oscillazione a bassissima frequenza (sotto i 10Hz) con impianti interamente accoppiati in continua e diffusori in grado di scendere molto in basso. Dopo averlo tenuto in via precauzionale per diverse settimane, ho definitivamente rimosso il filtro della alimentazione del driver, per maggior semplicità (o per vezzo, se volete).
Lo schema
Tirando le somme di quanto detto fino ad ora, si perviene al seguente schema:
La resistenza in griglia del triodo alto del driver da 2,7 Kohm ha la funzione di grid-stopper e serve anche a limitare un poco la banda, dato che le EC88 sono valvole per radiofrequenza e tendono a far passare una ampia banda. Allo stesso scopo la resistenza da 220 ohm in ingresso associata alla capacità parassite limita almeno la captazione della radiofrequenza. Con questi valori e una sorgente a bassa impedenza non ci sono problemi di rientri RF o rumore bianco.
Il condensatore da 100uF come detto puo' essere evitato nel caso si abbia un preamplificatore o una sorgente di livello di uscita sufficientemente alto (maggiore di 1V rms).
La resistenza da 10 ohm (1%), che potrebbe essere rimpiazzata in caso di un tester sensibile (fondo scala 200mV) anche da una resistenza da 1 ohm (meglio 0,1% in questo caso), serve per misurare la corrente di placca senza interrompere il circuito. Un valore di 0,7V indica ovviamente 70mA che si possono ottenere regolando il bias negativo di griglia.
Il potenziometro di regolazione dell’hum, da 100 ohm o meno, posto in vicinanza dello zoccolo, permette di compensare il ronzio dovuto all’accensione in alternata del filamento. Il trasformatore che avevo sottomano non prevede lo 0 centrale per i due avvolgimenti a 2,5V, che potrebbe essere vantaggioso, ma non è indispensabile.
L’alimentatore
L’alimentazione in genere in elettronica è una parte largamente sottovalutata, perché ritenuta secondaria e noiosa. Salvo poi scoprire che non c’è abbastanza spazio, non passa il test EMC, non è affidabile, etc..In particolare nella apparecchiature audio purtroppo l’alimentatore rappresenta il 50 o 60% del costo. E probabilmente il 70% del risultato! Nel caso di Diaccati, grazie al costo contenuto dei trasformatori universali di audiofaidate, l’alimentatore rappresenta anche circa il 70% del costo.
Vale la pena quindi cercare una soluzione che possa essere utilizzata anche in altri progetti e che permetta diverse configurazioni (alimentazione con bias fisso o automatico, ingresso capacitivo o induttivo…).
Con un poco di riflessione e adattando quello che avevo sottomano, ricorrendo però sempre a componentistica di comune reperibilità, ne è venuto fuori il seguente schema:
Il trasformatore è un Novarria TA030 + un secondo da 6,3V. Non è il massimo, converrebbe cercarne uno a bassa induzione e con nucleo a C o farsene avvolgere uno apposito. Il valore delle tensioni secondarie è praticamente uno standard per le alimentazioni valvolari (2x 280 o 290V). Il raddrizzamento si può fare con due comuni diodi 1N4007 oppure a vuoto utilizzando la 83. Nel caso del raddrizzamento a stato solido si ottengono circa 10Vdc in più che con la 83, senza spostare significativamente le cose.
Con la 83 è indispensabile avere i due interruttori separati per filamenti e anodica, in quanto se si accende tutto insieme, a filamento freddo la 83 dà una transitorio di ignizione azzurrognolo molto bello a vedersi ma poco tollerabile dalla valvola e soprattutto dagli altoparlanti.
Riporto un estratto dal sito http://www.uli.de/tubes/83.htm , che ha una guida ben fatta sui rettificatori a gas:
Some operation requirements and safety hints applicable for all gas-filled rectifier tubes:
Preheating (the bigger and colder the tube, the longer, especially for Hg-filled tubes) is absolutely necessary, serious damage to the oxide coating will occur (erosion by heavy arcing) while applying high-voltage power if the filament is still heating up. Times are indicated in the different type descriptions. Operating Hg-tubes with reduced heating voltage will result in a non-reversible intoxication of the emissive layer, thus reducing lifetime of the tube drastically.
Generation of high-frequent (RF) noise by the arc igniting at each half-wave (what it does very rapidly, thus generating high spikes) is prohibited by inserting a small toroidal choke (1 mH or more) in series with each anode lead.
I 30uF del primo condensatore sono molto di più di quanto generalmente si impiega per la 83, ma la corrente ripetitiva impulsiva con un trasformatore di alimentazione dalla impedenza interna già di 40 ohm resta limitata a 1A, che è il massimo center design rating della 83. In caso di dubbio è possibile inserire una resistenza di limitazione, anche se si vanificherebbe il vantaggio di usare un tubo a bassa caduta. Oppure è possibnile utilizzare un condensatore di valore più basso (verificando il ripple, in questo caso sarà bene aumentare l'induttanza) o una alimentazione a stato solido.
Ci sono due avvolgimenti separati per i tubi alti e bassi dello SRPP di ingresso. I filamenti di quelli alti sono riferiti tramite il partitore 150 Kohm / 100 Kohm ad una tensione circa pari alla tensione del filamento stesso, connessione indicata con A sullo schema.
L’alimentazione negativa di griglia è ottenuta mediante elevamento della tensione di filamento, effettuata da un piccolo trasformatore 220/12V collegato al contrario. La tensione alternata (sugli 80V) viene raddrizzata e filtrata da filtri RC. Le resistenze sono in realtà dei trimmer che si possono regolare per ottenere la desiderata tensione di bias. La sezione con il trimmer da 500V rappresentata una sola volta nello schema è in realtà sdoppiata per i due canali. Il trimmer da 2 Kohm permette una regolazione grossolana di entrambi i canali e quelli da 500 ohm una regolazione fine per ciascun canale.
Il ripple dell’alimentazione di griglia, piuttosto che del tutto nullo, in teoria sarebbe meglio essere identico al ripple dell’anodica ma scalato del guadagno del tubo finale, in modo da compensare esattamente il ripple sul carico. Ho provato ad ottenere questa condizione ideale, ma nella pratica non è possibile, soprattutto avendo in mezzo diversi avvolgimenti di trasformatori e un poco di cablaggio sparso.
Va tenuto in conto che la polarizzazione effettiva di griglia si muove con il segnale applicato, in classe A2 per la presenza della corrente di griglia asimmetrica che viene trasformata in tensione dalla resistenza di griglia.
Misurando la tensione di griglia con un comune tester (non true rms) applicando un segnale a 130Hz si misurano i seguenti valori :
Vin Vdrive Ia (mv/10 ohm)
0Vrms -47.3Vdc 780mV
30Vrms -47.4Vdc 775mV
44.3Vrms -49.2Vdc 728mV
55Vrms -54.5dc 574mV (non RMS, forma distorta)
L’effetto della classe A2 spinta è quindi quello di far abbassare il bias mano a mano che il segnale cresce. Questo, come segnalato da molti autori, decresce la potenza continua erogabile a regime, in quanto l’effetto della A2 tende a ‘strozzare’ la corrente della valvola.
E’ anche vero che in transitorio dove il transitorio è molto più rapido della costante di tempo RC di griglia, ciò non accade. Lo stesso meccanismo ha anche l’effetto di ‘autoproteggere’ il tubo da dissipazioni continuative troppo elevate e di arrotondare i fronti dei picchi sinusoidali (una specie di tosatura gentile nel caso di picchi prolungati).
Il filtraggio con una singola cella LC è il minimo necessario per avere un ripple accettabile. Con i valori indicati si hanno circa 30mV di ripple, principalmente a 100Hz. L’induttore da 10H è un componente surplus di fabbricazione tedesca normalmente reperibile nei mercatini per 10-15euro che si è dimostrato ottimo. Non ronza assolutamente nemmeno nel caso di ingresso induttivo. Il condensatore elettrolitico è un componente grosso come una lattina, mentre il polipropilene ha le dimensioni di una EL84. L’orientamento relativo dei vari trasformatori e induttanza andrà cercato sperimentalmente per avere la minima induzione nei circuiti di segnale. Può sicuramente essere una buona idea fare un alimentatore su telaio separato e schermato magneticamente.
Nota sulla durata dei tubi in sovradissipazione
Ad oggi, dopo più di due anni di uso normale (circa tre ore al giorno e una decina nei weekend) sia la 83 che le 2A3 non danno segni di cedimento né di particolare consumo. Non ho misurato purtroppo i parametri all'inizio, per un confronto sulle derive, ma come indicazione generale circa l'affidabilità dei punti di lavoro utilizzati per i tubi mi pare sufficiente.
Aggiornamento affidabilità
In Audion n.15, Stefano Bevacqua presentando la PC88 (la valvola che, forse non c'è, titola l'articolo) che è la versione a diversa tensione di filamento rispetto alla EC88, paventa una scarsa durata della stessa.
Consiglia un valore di polarizzazione di 90V e 4,5mA per non accorciarne troppo la vita, che ad 1W di dissipazione si ridurrebbe a mille ore.
Io ho usato due diversi quartetti di Ec88, la le seconde hanno accumulato certamente più di 600-700 ore senza nessuna riduzione della corrente e del guadagno (misurate con comune tester).
Neppure la 2A3 Sovtek denuncia cali apprezzabili di transconduttanza e queste hanno lavorato decisamente di più e in sovradissipazione.
La 83 svolge ancora il suo lavoro senza fare una piega.
Curiosamente, il componente che è durato meno è il condensatore elettrolitico di filtro da 470uF (Kendeil 9923) che si è seccato, originando un ronzio notevole a causa dell'elevato ripple (350mV) dell'anodica.
Sostituito il condensatore con uno identico (surplus) e aggiungendo per cautela un 220uF 400V in parallelo, il ripple in uscita è minore di 2mV (0,8 L, 1,4 R), un valore compatibile con diffusori da 104dB/Wm.
Avendo testato un solo esemplare di diaccatì non posso assicurare della assoluta affidabilità di questo progetto, ma non vedo nemmeno segnali di preoccupazione. Posso essere stato particolarmente fortunato, ma sarebbe strano (in genere non lo sono
).E questo nonostante i pareri che sconsigliavano la 2A3 in alta dissipazione, la 83 con condensatore maggiore di 4uF e la EC88 con tensione maggiore di 90V.
Comunque non rispondo altro che del mio esemplare.
Grazie
