PRE-concetto pre linea minimale HiFun

[plovati]

Proprio nessuno ha fatto un poco di prove?
E' facile e divertente ed in più permette di familiarizzarsi (ma ci vuole davvero poco) con il programmino di generazione di toni, che verrà molto utile a suo tempo per testare il pre.

A casa mia (Klipsh RF35, ampli Primo con volume settato al normale livello di ascolto) a 1,50m di distanza da una sola cassa in funzione, ho misurato la soglia di udibilità variando il volume in più e in meno (è più facile notare cambiamenti piuttosto che un tono costante) fino a non poter dire con sicurezza se ci fosse o meno un suono.

I seguenti valori di tensione sono misurati col tester, i dB forniti da programma NCh tone generator. E' infatti poco pratico e fonte di notevoli errori usare il tester per misurare segnali piccoli, meglio affidarsi al digitale (almeno in questo va meglio).
A 0dB =0,385mV ac misurati col tester a 100Hz, valore tipico di sensibilità di ingresso di un integrato che è il caso peggiore.

stanza quieta, nessun rumore esterno
1Khz -51dB
100hz -42dB

con rumore esterno moderato

1khz -47dB
2,4Khz -50dB
100hz -30dB (14mV)

con aspirapolvere in funzione in altra stanza

100Hz -24dB

a 0cm, orecchio attaccato alla cassa, stanza quieta
1khz -60dB
100hz -50dB
2,4khz -59dB

Si osserva immediatamente che a 2,4kHz si ha una maggiore sensibilità, rispetto ai 100Hz.
Questo ci suggerisce di considerare separatamente i casi del ronzio dovuto ai residui di ripple dell'alimentazione dal rumore a banda larga. Dire che il rumore è tot microVolt non ci dice nulla sulla sua reale consistenza, se non è specificata almeno la frequenza. Nella pratica ingegneristica è stato introdotto una misura di rumore pesato sulla curva media di sensibilità dell'orecchio (tipica curva di peso detta A, per dettagli wikipedia) e quindi si esprime in dBA, valore che in genere viene indicato nelle specifiche di un apparecchio. E' abbastanza interessante notare come già da queste misure empiriche si nota come la differenza tra i 100Hz e i 2,4KHz non sia così marcata come i diagrammi di Fletcher-Munson sembrerebbero indicare. Infatti in anni successivi altri studi hanno portato a diverse curve di sensibilità , tra cui quella riportata qui sotto assieme alla classica Fletcher. l'immagine è tratta da un articolo apparsi su IEEE transaction on Audio, dove ci sono altre e diverse curve, che sarà a breve in biblioteca.



Questi studi risalgono ancora al '67, ma ancora adesso si nominano solamente Fletcher e Munson.
E' anche istruttivo osservare come anche nella definizione di quiete (il suono più facile da definire) ci siano così tante variabilità e difficoltà. E se fior fiore di scienziati hanno problemi a definire la quiete, ben vediamo come gli audiofili non vengano a capo di nulla cercando di definire il suono di un cavo!

E' ugualmente facile verificare come la soglia di udibilità dipenda dal valore del rumore ambientale: le curve riportate, misurate in condizioni ideali, nei casi reali sono 'mangiate' verso il fondo, attestandosi sul livello di pressione sonora di rumore ambientale, che anche in case molto quiete e nelle ore serali si aggira attorno ai 30-40dB (o anche 50dB in città).

Comunque, io mi trovo a dover garantire all'uscita del pre un rumore massimo di -50dB a 100Hz rispetto al livello iniziale di 0,385Vrms e di -60dB nell'intervallo approssimativo 500-5000Hz.
Cioè 1,2mV max a 100Hz e 0,38mV centrati a diciamo 1Khz. Con due casse in realtà dovrei tenere conto che il volume è maggiore di 3dB e quindi il rumore tollerato dovrebbe essere più basso, ma in pratica cambia poco, -60 o -63dB sono abbastanza indistinguibili. In effetti una prova rapida con il generatore di toni convincerà facilmente di questa affermazione. Un buon pre deve avere un livello di rumore considerevolmente più basso di questa soglia di udibilità. L'ordine di grandezza del rumore tollerato nel mio caso comunque si aggira su 1mV a 100Hz e 0,3 a 1KHz.
Questi risultati valgono per tutti? Anche per coloro che utilizzano un finale da 60dB di guadagno e casse da 104dB/Wm?
In mancanza di altri dati sperimentali, non resta che attaccarsi a delle ipotesi ragionevoli.

Ipotizziamo un caso tipico, già abbastanza sfavorevole per il rumore: ampli da 100W, sensibilità ingresso per piena potenza 300mV, casse da 100dB/2.83V m su 8 ohm. Questo significa che a 300mV ho 28V su 8ohm per 120dB di pressione sonora.

Per avere invece un valore inferiore alla comune udibilità in casa quieta di notte, vale a dire meno di 30dB sonori, devo fornire una potenza 70dB inferiore a 1W, che significa 50mV sugli altoparlanti. Siccome il guadagno dell'amplificatore è 28V/0,3V pari a 93, il massimo rumore di ingresso deve essere di 50/93 circa 0,5mV. A sensazione nella realtà questi 0,5mV si sentono in un sistema del genere, meglio che qualche anima pia controlli i conti e faccia qualche prova sul suo impianto, magari coinvolgendo più persone. Garantito che è divertente e istruttivo.

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Piergiorgio

[plovati]

Orbene, siamo giunti al punto di dover studiare il rumore del nostro stadio. La trattazione rigorosa e formale del rumore di uno stadio anche così semplice è comunque troppo complessa per essere affrontata in questa sede anche nel caso di un circuito semplic come quello che si sta delineando.
Adottero' delle semplificazioni, che possono venire giustificate solamente a posteriori, ma che rendono più comprensibile l'analisi senza far commettere errori inaccettabili.
Le cause prime del rumore sono
1) la composizione microscopica della corrente elettrica composta da cariche indivisibili (un elettrone di carica q=1.6E-19 coulomb)
2) che si muovono per di più in maniera casuale per agitazione termica, come le molecole di un gas (energia termica = kT dove K Costante di Boltzmann 1,38E-23 e T temperatura assoluta in gradi Kelvin).

Una corrente di 1mA sarà composta quindi in effetti da un flusso di un numero medio di 1mA/q elettroni al secondo, ma in un particolare tempo ne potranno arrivare un poco di più o un poco di meno (rumore shot, di granulosità). Il numero effettivo di elettroni ricevuto e quindi la corrente reale istante per istante sarà tanto più variabile quanto più a lungo osserverò il fenomeno, tanto più cioè lo misurerò con un sistema di banda estesa. Notare che la corrente media è il valore in continua, il rumore ha sempre media nulla. Non è nulla pero' la sua varianza in senso statistico (valore quadratico medio). Siccome il rumore è una variabile casuale non si puo' sommare in valore con gli altri segnali ma si deve sommare in maniera quadratica, utilizzando cioè la sua potenza quadrata. Per le considerazioni qualitative fatte precedentemente la varianza della corrente deve essere proporzionale al valore di ciascuna carica elementare (più è grande un 'grano' indivisibile di carica maggiore sarà la varianza della corrente), al numero di cariche complessivo in gioco (se si muove un solo elettrone o passa o non passa, la variazione è la carica di un elettrone/tempo transito, se se ne muovono miliardi la variazione puo' essere di mA) e alla banda del sistema attraverso cui passa il rumore.
Siamo arrivati a giustificare in maniera fisica intuitiva la formula data per la potenza del rumore shot i² noise [Ampere al quadrato] = 2*q*I*B, dove q è la carica dell'elettrone (in Coulomb), I la corrente media (in Ampere) e B la banda del sistema considerato (in Hz). Espesso in termini di corrente (non quadratica), alcuni testi scrivono in=sqrt(2qIB) dove sqrt è la radice quadrata.

Il rumore shot è il tipico fenomeno che si verifica nei tubi a vuoto o nei semiconduttori, dove gli elettroni sono accelerati parallelamente da un campo elettrico. In un conduttore invece gli elettroni sono soggetti a urti con le altre molecole e a causa dell'energia cinetica dovuta alla energia termica le velocità di ciascun elettrone sarà in direzione casuale, prevalentemente lungo l'asse del flusso di corrente ma con diverse componenti con angoli più grandi. Questo significa che alcuni elettroni arriveranno dopo e ancora una volta quindi la corrente varierà in maniera casuale. Questo tipo di causa di rumore è legata alla presenza di 1) una resistenza e 2) una temperatura assoluta diversa da 0. Questo tipo di rumore si chiama rumore termico, come abbiamo visto la sua varianza sarà proporzionale all'energia termica kT e alla resistenza R e si puo' dimostrare che il valore quadratico del rumore di tensione in un resistore all'equilibrio termico vale e^2noise=4kTRB. Anche in questo caso la tensione di rumore sarà la radice sqrt(4kTRB). A temperatura ambiente un resistore da 1kohm ha una tensione di rumore di 4nV/sqrt(Hz)
Attenzione: tutte le resistenze di qualsiasi tipo hanno un valore di tensione di rumore almeno pari a 4kTRB. Non esistono resistenze non rumorose. Qualche tipo (impasto di carbone ad esempio, ma anche resistori integrati su silicio) hanno un rumore in eccesso principalmente a bassa frequenza, dovuto ad altri meccanismi. La seguente tabella dà un'idea dei valori in gioco in un resistore da 1Kohm a 300K costruito con diverse tecnologie:



Per le valvole a più terminali come i triodi e i pentodi, il calcolo del rumore diventa più complesso ed è usuale (perchè comodo) procedere indicando una resistenza equivalente di rumore pensata in ingresso in griglia di un tubo altrimenti ideale, senza rumore. La seguente tabella tratta dal RCA tube manual fornisce i valori misurati di resistenza equivalente di rumore per diverse valvole. Sfortunatamente la nostra non c'è.



Si nota comunque come sia conveniente per ridurre il rumore in generale utilizzare triodi invece che pentodi (la corrente di schermo in questi ultimi viene sottratta in maniera casuale cioè rumorosa alla corrente di catodo, generando un termine addizionale di rumore detto partition noise) e valvole ad elevata transconduttanza.

Per un triodo con catodo ad ossidi e sotto alcune condizioni abbastanza verificate nella pratica, la resistenza equivalente di rumore si puo' calcolare come 2,5/gm. Non ci resta che calcolare il gm, che possiamo ricavare dalle curve caratteristiche:



La transconduttanza in media nel punto scelto vale 9.8mA/V, piuttosto alta (per la 6SN7 vale 2,6mA/V, la ECC88 ha gm circa 12mA/V), di conseguenza la resistenza equivalente di rumore sarà 255ohm, un valore allineato ai più bassi riportati nella tabella precedente. Ancora una volta la valvola scelta si conferma adattissima.

[gionni]

E quindi, com'è andata a finire? Qual è la valvola prodigiosa? Adelante!!

[plovati]

Rumore.Si tratta di mettere insieme i vari contributi. Per far ciò disegniamo il circuito equivalente ai fini del rumore, dove vengono messe in evidenza mediante generatori le varie sorgenti di rumore. Ricordo che il rumore va sommato in maniera quadratica essendo un segnale statistico a media nulla; il valore che interessa e che ha effetto è la sua varianza, legata al quadrato del valore.
Questo schema permette di avere il colpo d’occhio sulle varie sorgenti di rumore ed il loro effetto:



EDIT primo termine in figura incompleto vedi post successivo

Le sorgenti di rumore riportate sono:

- la valvola, il cui contributo di rumore come è detto è equivalente a quello di Req in griglia pari a 255ohm
- le varie resistenze con il loro rumore termico 4KTR, ho segnato anche un’eventuale resistenza in griglia schermo
- il rumore di tensione e corrente della sorgente di polarizzazione (non ancora definita) sul catodo

La sorgente di segnale avrà una sua impedenza Rs, supposta priva di rumore, dato che stiamo valutando il rumore del nostro stadio e non della catena precedente.
Si puo’ notare come la resistenza di sorgente influisca sul rumore termico della resistenza (potenziometro) di ingresso. Nel caso in cui l’ingresso sia in cortocircuito infatti Rs=0 e il contributo di rumore di P1 viene annullato. Se Rs ha un valore qualsiasi, il termine di rumore 4kTP1* (Rs/(P1+Rs))^2 avrà un minimo per un determinato valore di Rs o, data Rs di P1. Questa considerazione puo’ essere importante per dimensionare il valore della resistenza di ingresso dello stadio ai fini di minimizzare il rumore, ma nei casi pratici ciò vale soltanto quando l’impedenza della sorgente sia nota e fissa e il rumore debba veramente essere minimo come negli stadi video (larga banda -> alto rumore). Praticamente i costruttori forniscono una Noise Figure a diversi valori di impedenza di sorgente.
Nel nostro caso consideriamo pure la presenza di P1 aperto (Rs infinito) che è il caso peggiore.

Dallo schema sopra riportato si nota come alcune sorgenti di rumore siano direttamente in uscita, come Rp e Ro. E’ abbastanza intuitivo, ma si puo’ dimostrare con un breve calcolo, come il rumore di due resistenze in parallelo sia uguale a quello del parallelo delle due resistenze. E’ per questo che nella formula compare il parallelo ( indicato con // ) di Rp e Ro, che sono in uscita (guadagno unitario).
Le sorgenti di rumore in griglia e in catodo (e anche l’eventuale in griglia schermo) invece si ritroveranno in uscita moltiplicate per il guadagno (al quadrato perché si tratta di tensioni quadratiche) e per la banda relativi al punto di iniezione del rumore. Gli ingressi di catodo e di griglia hanno lo stesso guadagno (alla fine a variare è sempre la stessa Vgk, indipendentemente se tengo ferma la griglia e muovo il catodo o viceversa), ma non la stessa banda, come sappiamo.

Il guadagno a catodo comune lo conosciamo, abbiamo dimensionato il tutto per avere un guadagno di circa 6. Il guadagno in griglia scherma sarà pressappoco uguale alla frazione corrente di schermo/ corrente di catodo quello del catodo comune con ingresso in griglia, quindi minore di 6. Assumiamo pure 6, nel caso peggiorativo. Ricordo che si stiamo operando un dimensionamento di massima, per capire quali siano le sorgenti di rumore prevalenti e quanto sia il valore limite accettabile, non ci interessa nulla dei valori precisi (che sono difficilmente prossimi ai valori reali misurati comunque). Per calcolare i contributi di rumore riportati all’uscita del pre, ho bisogno di calcolare la banda a catodo comune, B e la banda a griglia comune, Bk.

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Piergiorgio

[plovati]

Banda PassanteQui sotto è riportato il circuito del preamplificatore con evidenziati gli elementi capacitivi che limitano la risposta in alta frequenza.



L’utilizzo di un pentodo piuttosto che un triodo si traduce qui nello svantaggio di avere a che fare con più capacità (ci sono fisicamente più elettrodi), parzialmente compensato dal fatto che i valori sono in genere più bassi specie quella griglia-anodo, che viene moltiplicata per effetto Miller ( http://www.audiofaidate.org/forum/viewtopic.php?t=1133 ).
Sfruttando appunto il teorema di Miller si possono riportare le capacità non riferite direttamente tra massa e ingresso a due capacità equivalenti l’una in ingresso e l’altra in uscita. A questo punto ho due maglie, una di ingresso e l’altra di uscita, ciascuna delle quali ha un elemento capacitivo (risultante del parallelo di diverse capacità) e delle resistenze. Ci saranno quindi due costanti di tempo in alta frequenza, T1 e T2. In ingresso la risposta in frequenza dipende dall’impedenza di sorgente e dalla posizione del potenziometro di volume. Assumiamo il caso peggiore, con volume ruotato al massimo (resistenza P1 più alta) e una impedenza di sorgente molto alta, diciamo 10Kohm e facciamo i conti in questa situazione estrema.
I valori delle capacità tra gli elettrodi si ricavano dal datasheet, anche in questo caso il Philips è quello più prodigo di informazioni.
Alle due costanti di tempo corrisponde una frequenza di taglio superiore. La banda passante del sistema si ottiene combinando in maniera non immediata le due frequenze (poli) determinate dalle costanti di tempo ricavate. Svolgendo i conti si nota come una delle due costanti di tempo, quella di ingresso, è preponderante e determinerà pertanto pressoché da sola la banda passante del sistema.
Con i valori (approssimati) indicati in figura si ha una banda passante di 147KHz a -3dB che significa circa 116KHz a -1dB. Preconcetto banda passante >50Khz soddisfatto anche in questa condizione.
Nel caso di ingresso in catodo (griglia comune) la costante di tempo di ingresso è ininfluente (il caso facile è quando Rs=0 l’ingresso è in corto come i condensatori tra griglia e catodo), resta solo la seconda costante di tempo di uscita, T2. Questa costante di tempo dipende abbastanza poco dalla resistenza di carico, dati i valori in gioco e almeno fino a che Rload resta molto più alta delle altre resistenze in gioco, resistenza interna Ri per prima. La larghezza di banda in questo caso vale quindi con i valori noti 10MHz per effetto soprattutto della bassa impedenza di uscita della valvola.
Dalla sproporzione tra i due valori di frequenza di taglio superiore nel caso di ingresso in griglia e in catodo si nota la estrema sensibilità del circuito al rumore iniettato in catodo, non tanto per il guadagno, ma per la grande banda passante.
Se qualcuno ha modo per favore verifichi un poco i conti.

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Piergiorgio

[plovati]

Abbiamo visto che il rumore di uscita dello stadio preamplificatore è dovuto a diversi contributi, alcuni dei quali possono dare un contributo preponderante, come ad esempio il rumore di corrente della sorgente di polarizzazione di catodo. Abbiamo visto in diverse occasioni anche come le prestazioni dello stadio singolo siano influenzate da cosa vede a valle e a monte, a causa delle diverse impedenze di carico e banda passante. Il termine di rumore dovuto al potenziometro di volume P1 ad esempio viene trasmesso in uscita tanto più quanto più è alta la resistenza della sorgente. Una sorgente ideale di tensione con resistenza nulla infatti cortocircuiterebbe il rumore termico a causa del fattore (Rs/(Rs+P1)) che compare nell’espressione riportata sopra.
Il termine di rumore in uscita generato da Rp e Ro è attenuato a causa della presenza della resistenza di uscita dello stadio amplificatore, che abbiamo calcolato essere circa 700ohm.
Il rumore generato dal parallelo delle resistenze che si trovano in uscita Rp//Ro è quindi trasferito all'uscita ripartito tra questa resistenza Rp//Ro e la resistenza interna. Il primo termine della sommatoria del rumore di uscita, è pertanto 4kT(Rp//Ro)*(Ri/((Rp//Ro)+Ri))^2, essendo Ri la resistenza interna della valvola.
Nel caso limite, se il triodo avesse impedenza di uscita nulla e rumore nullo, la tensione di uscita sarebbe perfettamente senza rumore, in quanto il generatore ideale imporrebbe la sua tensione su quella di rumore della resistenza di uscita, assorbendo le variazioni della corrente dovute al rumore termico della resistenza. (La potenza V*I sarebbe comunque soggetta a fluttuazione statistica, non sparisce del tutto il rumore).
In sintesi, abbiamo dato dimostrazione che non è possibile parlare di prestazioni del singolo stadio, in quanto esse dipendono da tutta la catena audio a valle e a monte nel quale il nostro pre è inserito. Alla luce di quanto si è toccato con mano in questo esempio semplice (la semplicità di ogni cosa è relativa, vedremo a breve che anche questo insignificante circuito coinvolge fenomeni di meccanica quantistica), si potrebbe trarne una morale circa quanto possa essere sensato sostenere che un certo tipo di componente ha un particolare suono… non esiste mai un componente né uno stadio, esiste sempre un sistema completo da prendere in considerazione.
Per quanto riguarda la banda, parametro che determina il valore efficace della tensione di rumore, abbiamo verificato che in tutti i casi la banda passante dei punti di applicazione delle sorgenti di rumore è superiore alla banda audio (udibile). Poiché da qualche parte della catena audio, fosse anche a livello delle orecchie, un taglio in banda ci sarà, la banda da considerare sarà pari all’intera banda audio, vale a dire 20KHz. Questa semplificazione vale solo se sopra i 20KHz il rumore resta comunque contenuto e bianco, vale a dire non è in grado di operare significativi fenomeni di saturazione o intermodulazione. Il limite di 20KHz non avrebbe senso per circuitazioni diverse da un preamplificatore audio, nel caso ad esempio di un amplificatore verticale per oscilloscopi, la banda da considerare è quella dello strumento di misura.
Dall’espressione che abbiamo ricavato sopra per il rumore all’uscita del nostro preamplificatore, possiamo già ricavare alcune indicazioni per il dimensionamento ottimale del progetto per quanto riguarda il rumore di uscita. Raggruppando i termini simili, ho infatti che il termine di rumore termico (dove il 4kT è comune e vale 4*1,38e-23*315 alla temperatura operativa che potremmo assumere attorno ai 40°C) risulta composto da alcune resistenze dominanti. Raggruppando:

(1) 4kTB ((Rp//Ro)*(Ri/((Rp//Ro)+Ri))^2 + Req G^2 + P1(Rs/(Rs+Pi))^2 G^2+Rg3Gs^2) )+ 2qIkFRp^2B + vnk^2G^2B

essendo ^2 il quadrato della quantità precedente. Con F ho indicato un termine moltiplicativo per il rumore shot dell’elemento di polarizzazione di catodo (2qIk sarà il minimo assoluto, gli elementi reali avranno un termine aggiuntivo dovuto a fenomeni diversi dal salto di una barriera di potenziale)
Ci siamo trascinati fino ad ora la Rg3, per completezza, dati i valori in gioco pero’ possiamo trascurare senza indugi, avrà infatti un valore sui 100ohm quando non del tutto nulla (oscillazioni parassite del pentodo permettendo), contro le decine di kohm in gioco negli altri termini.
Sostituendo i valori numerici, considerando una temperatura di 40°C e una banda di 20KHz e considerando una resistenza di sorgente (caso peggiore) di 10Kohm:

(2) 0,35e-15* ( 102+ 225*36 + 100e3*( 10e3 / 110e3)^2*36) + 2*1,6e-19*25e-3*F*20e3 + vnk^2*36*20e3

svolgendo i calcoli

(3) 0,35e-15* (102 + 8100 + 29736) + 0,16e-15*F + vnk^2*7,2e5

si nota immediatamente quanto incida il termine dovuto al P1 (29736ohm). Dipende molto anche dall’impedenza di uscita della sorgente, se fosse anche solo di 1Kohm avremmo che il termine di rumore di P1 si abbatterebbe a 9,8 ohm. Una buona scelta sarebbe quindi di abbassare il più possibile il valore del potenziometro di volume P1, compatibilmente con l’esigenza di non sovraccaricare la sorgente. Nel 99% dei casi un valore di 50Kohm è la scelta migliore.
Con questo valore e una resistenza di uscita della sorgente di linea di 2kohm abbiamo che il termine dovuto a p1 si riduce a 74ohm:

(4) 0,35e-15* ( 102+ 8100 + 74) + 0,16e-15*F + vnk^2*7,2e5

In questa maniera ci siamo riportati a far dominare il rumore termico dal contributo della valvola (Req*G^2=8100ohm), che non si puo’ abbassare. Questo significa che con il nuovo valore di P1 il dimensionamento dello stadio è soddisfacente. Ridurre ulteriormente il contributo di rumore delle resistenze è uno sforzo che non paga, perché siamo comunque già sotto a quello dovuto alla valvola stessa.
Proseguendo con i conti:

(5) 2896e-15*+ 0,16e-15*F + vnk^2*0,72e6

Dalla formula (5) si può ottenere un’altra importante informazione: per un valore di F dell’ordine di poche unità, il termine di rumore shot è di tre ordini di grandezza (mille volte) minore del rumore della valvola. Per quanto riguarda vnk^2, basta che questo termine sia dell’ordine di 1e-19 Voltquadro/Hz per avere un contributo 10 volte inferiore al termine dominante.
Se queste approssimazioni sono verificate, il termine prevalente dovuto al rumore della valvola e delle resistenze sarà l’unico da considerare e avremmo quindi un livello di rumore in uscita (che doveva valere al massimo 0,5mVrms), pari a:

(6) sqrt(2896e-15) = 1,7uV RMS

Di sicuro ci sarà quindi da preoccuparsi più del ronzio dovuto ai residui di ripple (hum) che del rumore elettronico a banda larga.

La conclusione di questa analisi è quindi triplice: dapprima abbiamo visto che è meglio utilizzare un potenziometro da 50Kohm, secondariamente sappiamo di dover cercare un meccanismo di polarizzazione catodica compatibile con le altre specifiche che abbia un rumore di corrente dell’ordine di qualche volta (fino a qualche decina) il rumore shot dei 25mA e un rumore di tensione massimo dell’ordine di 10e-19V/Hz e, da ultimo, che abbiamo pressoché tutto il margine di rumore di uscita da ‘sfruttare’ per il ronzio residuo.


Nota:

Le resistenze 'rumorose' sono le sole resistenze fisiche, quelle composte di terminali, impasti o strati di materiai resistivi vari. Le resistenze dinamiche, cioè gli quivalenti dV/dI dei dispositivi attivi non danno rumore. Il rumore di un diodo attraversato da una corrente I e con resistenza dinmica Rd ad esempio è generato dalla stessa giunzione e vale 2qI, non 4kTRd.

Ho adottato la pratica comune di schematizzare il rumore della valvola come una resistenza equivalente Req in ingresso, il cui valore è tale da generare lo stesso rumore 4kTReq riferito all'ingresso che ha la valvola.
E fin qui tutto bene, poi ho raggruppato il termine 4kT ed ho usato per T 315k cioè la temperatura presunta di lavoro delle resistenze. Ma la Req non è una resistenza fisica e il termine di rumore della valvola (in maggior parte shot noise, 2qI) non dipende linearmente dalla temperatura. Ai fini pratici cambia poco, ma il concetto è meglio sia esplicitato.


EDIT corretti i valori

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Piergiorgio

[plovati]

Polarizzazione:



l'elemento finora indicato con X deve essere in grado di fornire 2,5V circa attraversato da 25mA (sempre circa), deve avere rumore in tensione (bianco) dell'ordine di qualche nv/sqrt(Hz), rumore di corrente pari a qualche volta il corrispondente rumore shot 2q(25mA) e una resistenza dinamica bassa. Quanto bassa?
Abbastanza da non originare reazione negativa (per uno dei preconcetti-capitolato di partenza).
Nella figura sono indicate diverse possibilità di polarizzazione, dalla classica resistenza (2,5V/25mA = 100ohm), alla catena di diodi al silicio (4 1N4148 per avere 2,4), alla batteria (2 pile da 1,2v al NiCd), ai LED (visibili e infrarosso).

Ciascuno di questi possibili sistemi è ai fini del circuito assimilabile ad un generatore di tensione con la sua resistenza equivalente. Ad esempio abbiamo dei valori indicativi di tensione e resistenza dinamica pari a:

Dispositivo	tensione	resistenza dinamica	rumore
resistenza	2,5V	100ohm	4kTR
4x diodo 1N4148	2,4V	4x16=64 ohm	qI/2
zener 2V5	2,3..2,6V	30..70 ohm	2qI*Fz
LED verde	2,2..2,3V	30..40 ohm	2qI*FL
2x LED IR	2,3V	2x(3..5) ohm	qI*FL
Vbe multipl.	2,5V	5 ohm (hFE >300)	2qIc+4KTR
LM431	2,5V	0,2 ohm	(100nV)^2/Hz
2x NiCd	2,4V	30..50 mohm	molto basso

Quale di questi sistemi puo' andare bene? Vogliamo ottenere il classico proclama 0dB di reazione; con quale sistema li posso ottenere? Con nessuno, a meno di non utilizzare un condensatore di alta capacità per bypassare la resistenza dinamica! (e adesso Roberto/nullo dirà: ma Aloia infatti nel suo pre con 6SN7 e led blu fornisce anche un condensatore per eventuale bypass!)Ma ci posso andare abbastanza vicino?
Vediamo un poco: la formula del guadagno per un amplificatore a catodo comune con resistenza di catodo RK, resistenza di carico RL, resistenza interna rp e guadagno della valvola pari a mu, è la seguente, che si puo' riscrivere in una forma mediante la quale è immediato riconoscere i termini di guadagno ad anello aperto, A, e di retroazione, beta.



Sostituendo i valori del nostro caso possiamo vedere quanto vale il fattore di reazione (1+A*beta) applicato in alcuni casi, con resistenza di catodo 10, 30 e 100 ohm.
Con quest'ultima, la polarizzazione che potremmo considerare naturale, il fattore di reazione applicato è di 1,7dB circa. Che è comunque già abbastanza bassa, e in questo senso paga il fatto di avere utilizzato una polarizzazione di corrente elevata e una valvola che ha un discreto fattore di amplificazione, ma non zero. Un valore di resistenza di catodo non bypassata di 30ohm, tipico dei LED, porta ad un fattore di reazione di 0,6dB, mentre con 10 ohm avremmo 0,2dB.
Un fattore di reazione non nullo a causa di una resistenza catodica per inciso porta anche ad avere un effetto sgradito forse più importante: l'aumento della resistenza di uscita che abbiamo cercato fino ad ora di tenere la più bassa possibile.
Utilizzando un resistore di catodo Rk, la resistenza interna sale infatti del fattore (1+mu)Rk. Con Rk 100ohm si ha una Rint di 700+10*100=1700 da mettere in parallelo con la 3228ohm (Rp//Ro), che fa 1113ohm, decisamente un po' troppo rispetto ai 600 voluti. Con Rk pari a 10ohm, la resistenza di uscita diverrebbe 700+10*10 // 3228 = 641ohm.
E' comunque, quella della resistenza da 100ohm, una soluzione che straccia fior di preamplificatori esoterici, considerando anche che lo stesso fattore che innalza la resistenza di uscita, si trova a denominatore nella distorsione, che già di suo per il circuito considerato è bassa. Il classico stadio 6SN7 con uscita anodica e condensatore di bypass catodico ha una resistenza di uscita di diversi Kohm. Anche i triodi ad elevata transconduttanza della classe 6C45, 5842 etc hanno resistenze di uscita prossime al kohm.
Un valore del fattore di reazione che potremmo considerare praticamente 0dB, cioè assenza di feedback significativo è 0,2-0,3dB, che si ottengono con una Rk dell'ordine di 10ohm, cioè con tutti i sistemi a partire dalla riga successiva a quella del LED verde

[gluca]

cioè con tutti i sistemi a partire dalla riga successiva a quella del LED verde

Plo ... ma se invece di usare una pila sotto il catodo si polarizza la griglia con la stessa pila invertita? Cioè negativo alla R di griglia e positivo al catodo/terra. Hai bisogno di isolare l'input dalla DC che avrebbe in questo caso, quindi condensatore o trafo, però avresti zero ohm tra catodo e terra. E' quello che faccio normalmente io.

Ciao
Gianluca

---------> DISCLAIMER: ooops credo di aver detto una fesseria ... scusate <---------

[plovati]

Plo ... ma se invece di usare una pila sotto il catodo si polarizza la griglia con la stessa pila invertita? Cioè negativo alla R di griglia e positivo al catodo/terra. Hai bisogno di isolare l'input dalla DC che avrebbe in questo caso, quindi condensatore o trafo, però avresti zero ohm tra catodo e terra. E' quello che faccio normalmente io.

Originariamente inviato da gluca - 02/10/2006 :  14:40:50

Non solo una pila, anche con un TL431 o un LED in backbias, che non avrebbero bisogno (a differenza della pila) di una corrente di ricarica.
Il backbias ha inoltre il merito rispetto alla polarizzazione fissa come proponi tu, di autostabilizzare in una certa misura il punto operativo.
Un altro vantaggio della configurazione riportata nello schema sotto è che la resistenza dinamica della sorgente di tensione (che potrebbe essere uno qualsiasi degli elementi proposti, anche una resistenza da 100ohm) entra nella resistenza di uscita non moltiplicata per il mu.
In tutti i casi servirebbe comunque un condensatore in più sull'ingresso.



La presenza del condensatore di ingresso che potrebbe essere evitato polarizzando in catodo è la ragione principale che mi tiene ancorato alla polarizzazione catodica. Già c'è il condensatore in uscita che è ineliminabile, meglio lasciare lui solo a dominare il taglio in bassa frequenza e il timbro in gamma media.

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Piergiorgio

[gluca]

Infatti per evitarlo (il C) io uso abitualmente i trafi di segnale all'ingresso. La pila potrebbe cmq anche essere non ricaricabile.

Ancora una domanda (orami è tardi per farlo) ... perchè non usare invece il tuo trafo universale ed eliminare quell'ultimo C all'uscita?





---------> DISCLAIMER: ooops credo di aver detto una fesseria ... scusate <---------

[plovati]

Ancora una domanda (orami è tardi per farlo) ... perchè non usare invece il tuo trafo universale ed eliminare quell'ultimo C all'uscita?

Originariamente inviato da gluca - 02/10/2006 : 15:07:04

Perchè, costi a parte, avrebbe una influenza (probabilmente) ancora maggiore che il condensatore, mi darebbe un guadagno insufficiente, una banda passante più limitata, sarebbe molto meno flessibile (cambiare un condensatore è facile ed economico, anche solo rigappare il T universale come sai è molto più difficile).
Sarebbe un altro progetto, e avrebbe anche la possibilità di pilotare direttamente una cuffia e addirittura delle piccole casse per PC. Qualcosa è in arrivo, al momento i disegni sono dal trasformatorista

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Piergiorgio

[gluca]

Ancora leggermente OT ... chiedo scusa

cambiare un condensatore è facile ed economico

Alcuni cap costano veramente l'ira di Dio (non è il nostro caso e certamente non il mio).

solo rigappare il T universale come sai è molto più difficile

---------> DISCLAIMER: ooops credo di aver detto una fesseria ... scusate <---------

[plovati]

Per quanto riguarda il rumore, va considerato come termine di riferimento il rumore termico della resistenza da 100ohm, che vale sqrt(4kT*100) cioè 1.28nV/sqrt(Hz), che come abbiamo visto è sufficientemente basso da non entrare in gioco rispetto alle altre sorgenti di rumore.

L'altro estremo è la batteria, che è una delle sorgenti meno rumorose che si possano utilizzare, tra i mezzi di polarizzazione più diffusi ed economici.

Accanto a questi due riferimenti stanno sorgenti più rumorose come i regolatori Shunt, che hanno un rumore di tensione dell'ordine del centinaio di nV/sqrt(Hz), e i LED o zener che hanno rumore compreso tra i riferimenti citati.
Il Vbe multiplier dà un termine 2qIc di rumore shot e un altro dovuto alle resistenze di polarizzazione amplificate per il gm del transistor, oltre al contributo della resistenza di spreading rbb'. Con valori di resistenza dell'ordine di 100ohm il rumore del Vbe multiplier è ragionevolmente basso. Quanto vale il rumore di tensione del complesso Vbe multiplier è un poco complesso da calcolare, si lascerà come utile complemento quando avremo più tempo.

La batteria sotto ogni aspetto è il componente vincente, se non fosse che per le dimensioni. Infatti deve operare in costante carica, con pre acceso, che significa per una batteria NiCd (non servono in questo caso le più performanti e costose batterie NiMH, perchè non devono lavorare a scarica) essere in grado di sopportare una corrente di trickle charge (carica tampone) di 25mA. Bisogna utilizzare come regola generale una batteria (due per avere 2,4V) di capacità in Ah pari a 10-20volte la corrente interessata, che significa quindi una capacità della batteria dell'ordine di 300-400mAh, non troppo piccole quindi. Non è mai una cosa ideale in uno stadio di segnale utilizzare componenti che costringano a cablaggi lunghi e con maglie di segnale larghe.
Va considerato che dato il tipo di installazione è assai probabile inoltre che la temperatura di esercizio della batteria non sarà 25gradi e per tale ragione è meglio scegliere un componente per alta temperatura (RS ne ha diversi modelli). Assolutamente non usare batterie al Litio, se non ricaricate mediante un opportuno controllore possono esplodere!
Circa la polarizzazione a batteria un interessante discussione è reperibile a questo link:
http://www.diyaudio.com/forums/showthre ... highlight=

I LED sono la soluzione intermedia tra la 100ohm e la batteria e hanno il vantaggio di essere più compatti (percorsi del segnale migliori), non essere sensibili alla temperatura, non scaricarsi come le pile (che lo fanno comunque in tempi lunghissimi nell'applicazione considerata) e di avere un rumore contenuto. Infatti abbastanza stranemente, considerando che parte del flusso di elettroni si trasforma in fotoni (l'avevamo detto che avremmo toccato anche la meccanica quantistica) con una certa probabilità, l'efficienza quantica di emissione varia anch'essa nel tempo, originando un contributo di rumore ottico che si ripercuote sulla corrente
Una comparazione tra diversi tipi di polarizzazione, tra cui quella a LED:
http://www.diyaudio.com/forums/showthre ... post804412
Va notato che i LED sono dispositivi reversibili: se illuminati generano corrente, anche se non con efficienze elevate. E' bene pero' ricordarsi di ciò e non esporre il LED alla luce del filamento della valvola o a quella ambiente (dove possono essere presenti neon). Meglio racchiudere il LED in una guaina opaca e se non si vuol rinunciare alla lucetta, metterne un altro che assolva lo scopo decorativo.
Mettendo più LED in parallelo o in serie il rumore sarà minore, per effetto di media statistica. Non è troppo bello mettere due LED in parallelo, in quanto le tensioni si ripartiranno in maniera poco controllabile e la corrente, già bassa per effetto della divisione operata del parallelo potrebbe scendere in un dispositivo troppo vicino al ginocchio, dove la caratteristica tensione-corrente del LED diventa meno lineare. Potrebbe essere un trucchetto per compensare nonlinearità della valvola ma in questo caso non ce ne è davvero bisogno.
Meglio allora mettere due LED in serie, la resistenza dinamica aumenterà, ma la corrente resta la stessa ed il rumore ha lo stesso valore (minore) che nel caso del parallelo.

Per gli zener vale lo stesso discorso dei LED e per le tensioni che andiamo a considerare il rumore non è troppo dissimile da quello dei LED, nella scaletta sopra riportata possiamo considerare Fz = FL. Gli zener sono spesso acccusati di essere rumorosi in maniera da renderli inutilizzabili in un pre, in realtà questo vale solo per tensioni di rottura superiori ad una decina di volt, dove l'effetto valanga moltiplica le fluttuazioni della corrente per un fattore molto alto, dato da guadagno per ionizzazione secondaria. A basse e bassissime tensioni, invece l'effetto tunnel che prevale non ha capacità rigenerative ed il rumore è dello stesso ordine di grandezza del rumore shot 2qI. Il limite dello zener in questa applicazione è piuttosto la resistenza dinamica non da primato e la scarsa disponibilità di valori da 2,4 2,5V non a montaggio SMD.

Un membro di Diyaudio ha svolto un interessante lavoro di comparazione del rumore tra varie sorgenti possibili per la polarizzazione e i risultati sono generalmente indicativi, anche se il setup di misura non è da laboratorio di precisione:
http://www.diyaudio.com/forums/showthre ... highlight=

Qui un file postato da Christer con i risultati dei suoi test:


Allegato: noise_measurements_1_4.zip ( 2306bytes )

[plovati]

Per quanto riguarda la soluzione integrata con TL431, che è l’unico tra i regolatori shunt a bassa tensione più comuni che reggere la corrente necessaria ed ha una impedenza dinamica trascurabile, i due aspetti principali da considerare sono due: rumore e stabilità.

Per quanto riguarda la stabilità, essendo un integrato composto di diversi componenti internamente reazionati, il margine di fase dipende dal carico capacitivo visto in uscita. Qui ci viene in aiuto un diagramma tratto dal datasheet Texas:



Da cui si vede che per la connessione a 2,5V che è quella che ci interessa, basta il semplice integrato, senza capacità aggiuntive per garantire un sufficiente margine di stabilità (siamo ben dentro la zona permessa)

Per il primo aspetto, dai datasheet si ricava questo diagramma:



E riportando ad occhio una linea rossa corrispondente al valore medio nell'intervallo 20Hz 20kHz, si nota che il rumore dell'LM/TL431 si puo' approssimare come bianco di valore circa pari a 138nV /sqrt(Hz). Troppi per quanto abbiamo stabilito dalla nostra analisi. Non è detto che siano udibili come un soffio, dipende dalla sensibilità della propria catena, ma con impianti di una buona efficienza potrebbe essere udibile e fastidioso.

Per completare il discorso rumore, consiglio un utilissimo testo per quanto riguarda il rumore nei dispositivi elettronici è messo a disposizione dal prof. Mario Bertolaccini a questo link:
http://www.elet.polimi.it/page7.do?dau1 ... 3856013492

Quindi i sistemi di polarizzazione validi per il nostro pre, dove per validi si intende con rumore contenuto e impedenza dinamica dell’ordine di 10ohm, sono:

Batteria NiCd
LED IR in serie schermati dalla luce
Resistenza da 100ohm non bypassata. (con la riserva dell'impedenza dinamica)

Ho trovato da Melchioni una pila NiCd da 2,4V 280mA per montaggio a stampato che è proprio quella che ci vuole:

E costa anche abbastanza poco (mi scuso per la lunghezzadel link):
http://www.melchioni.it/megastore/catal ... &np1=&np2=

Sono arrivate scariche tutte e due con un atensione di 1.5 1.6V. vanno quindi lasciate caricare nel circuito per un tempo sufficiente, diciamo una decina di ore.

[plovati]

Ancora una nota a proposito della polarizzazione con TL431: nella configurazione descritta, polarizzando con TL431 si ha effettivamente un aumento del fruscio, ma anche con casse di buona sensibilità è udibile solo accostando l'orecchio al tweeter. Le prestazioni soniche sono pero' interessanti; si potrebbe considerare anche l'adozione di un condensatore in parallelo al dispositivo (di valore questa volta superiore al minimo consentito per la stabilità) per ridurre il rumore.

Ora veniamo alla polarizzazione mediante LED. Va notato subito che i 25mA rischiano di essere troppi per diversi LED comuni verdi o gialli, che a 40-50 gradi ambiente portano al massimo 20 o 30mA, perdipiù a questa polarizzazione alcuni tipi di LED presentano una caratteristica tensione-corrente non troppo lineare (si evidenzia un ginocchio dovuto ad interazioni termico-elettriche).
Senza cercare modelli particolari (esempio alcune selezioni particolari della Agilent hanno una caratteristica IV adattissima al nostro caso, ma sono ordinabili solo per grossi quantitativi), basta ricordare che un diodo LED infrarosso (IR) regge tranquillamente 50 e anche 100mA, ha una caratteristica tensione corrente molto lineare (in grafico semilogaritmico come viene spesso riportata nei datasheet somiglia ad una esponenziale) e una caduta di tensione di 1,15V tipici. Perdipiù hanno resistenze dnamiche inferiori ai 5 ohm. Due di questi in serie ed il gioco è fatto.

Dal momento che abbiamo visto che è meglio isolare dalla luce il LED e che ce ne servono due, una piccola ricerca nei cataloghi suggerisce una soluzione perfetta: un fotoaccoppiatore a due canali ! All'interno di un package Dual in Line 8 si trovano infatti due LED infrarossi schermati dalla luce esterna e uno dall'altro, più due transistor che vengono utilissimo per realizzare un contatto temporizzato per un eventuale circuito di antibump.


Il nostro schema è diventato quindi:



Un selettore potrebbe permettere di scegliere la configurazione preferita. Avevo infatti promesso una facilità estrema di tweaking: più facile di così..
La griglia 2 è connessa direttamente all'anodo, si potrà sempre interporre una resistenza qualora si verificassero oscillazioni. Ho provato con diversi tubi, nuovi di varie marche e usati e alcuni al limite della loro vita e in nessun caso ho verificato l'insorgere di oscillazioni.
EDIT: non le ho viste semplicemente perchè con la scheda audio non si vedono. Nemmeno con un oscilloscopio da 20MHz. Utilizzando, per le misure di distorsione a vari livelli un tektronix da 500MHz si vede chiaramente l'insorgere di instabilità con il potenziometro del volume (un libidinoso 40 scatti giapponese di recupero). Mettendo una resistenza da 270ohm in serie alla griglia 2 spariscono.
Per curiosità, sostituendo alla valvola un reostato di potenza, ho misurato la variazione di tensione della batteria (caricata dà 2.78V a vuoto) al variare della corrente che la attraversa, in pratica la sua resistenza dinamica. Con variazioni da 20mA a 70mA, la resistenza dinamica equivalente della batteria NiCd da 2,4V 280mAh è 1,25ohm.

La tensione sul TL431 ovviamente è fissa (a 2,45V) mentre la polarizzazione con il resistore da 100ohm dà un valore di tensione che su un lotto di 12 valvole (Philips nuove, il datasheet riportato è di fonte Philips) va da 2,6 a 2,9V. La gran parte delle valvole nuove si attesta si un valore di 28mA, in polarizzazione automatica con Rk=100ohm.

E per finire la puntata, una foto del PRE costruito e funzionante:

[MBaudino]

Molto bello esteticamente; mi piace il raccordo prospettico fra il lato sinistro e la parte centrale.
Fotografia solamente un poco troppo luminosa, meglio mettere gli occhiali
Ciao
Mauro

[gluca]

PLO ma queste sono peggio delle foto che faccio io! Almeno le valvole al torio-tungsteno fanno luce seria.

Cmq thanks per l'interessante 3D!





---------> DISCLAIMER: ooops credo di aver detto una fesseria ... scusate <---------

[Arge]

Molto interssante la finitura Fumè.....forse troppo fumè....

ciao a tutti


Ps: difficile fotografare il nero più totale, ottima macchina !!!

[plovati]

Bisogna spendere due formule per la polarizzazione a LED.
Una trattazione grafica della scelta della polarizzazione a LED è stata fatta in altra discussione. Per completezza seguiamo ora una strada complementare



la curva carattestica è quella tipica dei diodi a semiconduttore, I0exp(V/Vk) dove Vk dipende dal tipo di semiconduttore.
La resistenza dinamica sarà tanto più bassa e tanto più costante (dR/dI minore) tanto più la corrente statica che percorre la giunzione è alta.
Non a caso abbiamo scelto (oltre che per la dinamica, la capacità di pilotaggio, la distorsione) un punto di lavoro a corrente alta, molto più alta del solito pre a una valvola.

Ma quanto incide la non linearità della resistenza dinamica del LED?
Quato cioè sarà l'effetto di questi 0,3ohm di variazione della Rcatodica (nel caso pessimo, di carico massimo)?

http://www.audiofaidate.org/uploaded/pl ... ncetto.jpg

Come si vede, l'effetto della variazione è tanto minore quanto più è alta Rk, una conseguenza dell'effetto stabilizzante della reazione negativa. Il caso di polarizzazione con la resistenza da 100ohm è quindi ideale nei confronti della distorsione: la resistenza è un elemento assolutamente lineare ed in più la reazione stabilizza il guadagno.

Nemmeno la polarizzazione a LED se la cava male, comunque, dati i valori in gioco. Diverso sarebbe stato il caso di una polarizzazione abassa corrente, magari vicino al ginocchio della caratteristica I-V. In questo caso la distorsione raggiunge facilmente livelli apprezzabili (non è detto in negativo, magari una distorsione di seconda armonica rende il suono più 'grosso').

Ho fatto una misura veloce e approssimata di impedenza dinamica, semplicemente inviando un ampio segnale a 163Hz (lontano da frequenze multiple di rete, ma ampiamente dentro la banda passante del tester) al pre polarizzato con l'optoisolatore e poi con la batteria, misurando la tensione sulla resistenza di carico e sull'elemento di polarizzazione. Ho così i valori di tensione e corrente che attraversano l'optoisolatore (o la batteria) e di conseguenza posso calcolare la sua impedenza dinamica. L'approssimazione è dovuta a vari fattori:
la non sinusoidalità della forma d'onda (per leggere valori di qualche mV bisogna spingere al clipping il pre) e la conseguente lettura errata del tester, comunque già impreciso di suo su basse scale, oltre al fatto di lavorare su grande segnale (resistenza dipende dal punto di lavoro, otterrò una sorta di valore 'secante' piuttosto che tangente alla curva caratteristica).
Serenamente accettando il fatto che una misura del genere puo' dare semplicemente una conferma generale alla teoria, di certo non smentirla, si possono misurare nel caso del fotoaccoppiatore (2 LED IR) 5ohm e 4,1 ohm per la batteria.

[plovati]

Banda passante: bassa frequenza.

Il comportamento in alta frequenza lo abbiamo già visto in qaunto ci è servito per lo studio del rumore. In bassa frequenza, non avendo condensatori di accoppiamento nè di bypass catodico, avremo il solo effetto di Co da considerare.

Co si trova sospeso a ponte tra la resistenza interna della valvola in parallelo alla 3,3kohm da un lato e alla resistenza da 150kohm in parallelo alla resistenza di carico. Più questa sarà bassa, tanto più critico sarà il comportamento in frequenza. Infatti, nel circuito considerato, la costante di tempo è determinata dal prodotto del valore di Co e della resistenza vista ai suoi capi. Quest'ultima altro non è che la serei delle due resistenze (ciascuna a sua volta un parallelo di altre due ) descritte sopra. Poichè f-3dB (LO) = 1 / (2pi RC) tanto minore è R tanto più alta sarà la frequenza di taglio inferiore.
Nel caso peggiore, per capitolato di progetto, abbiamo una Rload di 10Kohm, pertanto un rapido conto ci dice che per garantire ad esempio un taglio di 10Hz nche nel caso di carico minimo serve un condensatore di uscita di almeno 1,5uF. Scegliamo un valore di 2,2uF.
Il valore di tensione che deve sopportare a lavoro è piuttosto basso (58V) ma all'accensione quando la valvola non è ancora attiva si trova a reggere tutta la tensione anodica (138V). Un comune valore di tensione di 250V dc è più che sufficiente.
Una misura eseguita velocemente mediante un CD di test, un CDplayer e l'oscilloscopio confermano quanto calcolato. A 20Hz il segnale cala di 0,3dB e a 20KHZ di 1,6dB. Notare che la banda considerata è quella di tutto il sistema, CD player compreso.

Già che ci siamo, ho dato una verificata al guadagno, con 2,12V rms in ingresso ho 14V rms in uscita, per un guadagno di 6,6. Da notare che reggo tranquillamente un ingresso tale da portare parzialmente in griglia positiva la valvola. La forma d'onda ad occhio non è distorta neanche in questa condizione.

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Piergiorgio